Порядок выбора и расчета электрических исполнительных устройств
3.5. ПОРЯДОК ВЫБОРА И РАСЧЕТА ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ИСПОЛНИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
Выбор и расчет электродвигателей. Электродвигатели относятся к числу элементов СП, выпускаемых промышленностью в виде ряда стандартных серий с определенными номинальными данными: мощностью, частотой вращения, моментом. Соотношение пускового момента MП и угловых скоростей ?XX у двигателей различных серий различно, поэтому электродвигатель выбирают не по моменту или скорости, а по максимальной мощности. Этот выбор приближенный, так как из имеющейся серии двигателей выбирают тот, который с наименьшей погрешностью обеспечивает требуемые скорость ?? и ускорение ?Н нагрузки, а затем проверяют его на перегрузку и нагрев. Для упрощения задачи выбор ИД и оценку его пригодности с энергетической точки зрения проведем, считая, что средняя мощность двигателя не превышает мощности, допустимой по нагреву.
Требуемую мощность двигателя (в киловаттах) определяют по формуле
где МТР — требуемый момент, Н·м; согласно (23)
?? — заданная максимальная угловая скорость вращения нагрузки, рад/с; ? — КПД редуктора, ? — 0,8 ... 0,9.
Трудность расчета требуемого момента заключается в зависимости МТР от передаточного числа i редуктора, которое на данном этапе еще не рассчитано. График зависимости МТР = f (i) при постоянном значении ускорения ? = 0,34 рад/с2 и график зависимости ? = f (i) при постоянном требуемом моменте МТР = 15 Н·м, построенные согласно выражению (63) для двигателя МИ-42 при заданных параметрах нагрузки МСТ = 2500 Н·м; JH = 5000 кг·м2, представлены на рис. 34. Как видно из графиков, существует оптимальное передаточное число i0 редуктора, при котором для создания определенного ускорения требуется наименьший момент и, наоборот, при одном и том же МТР двигатель развивает на валу максимальное ускорение. Для определения i0 необходимо взять производную по i от функции (63) и, решив уравнение вида
Рис. 34. Графики зависимостей требуемого момента и ускорения от передаточного числа редуктора
Подставив выражение МТР из (63) и i0 из (64) в формулу (62), определим мощность ИД, необходимую для перемещения нагрузки с требуемой скоростью и ускорением:
В полученном выражении мощности исключено передаточное число редуктора, что упрощает выбор электродвигателя.
B соответствии с найденным значением мощности подбираем по каталогу тип двигателя, руководствуясь следующими соображениями:
1. Если расчетная мощность меньше 100 ... 150 Вт, то двигатель выбирают из числа маломощных асинхронных двигателей типа АДП, ДИД, ДГ (см. табл. П1—П3 прил.) или двигателей постоянного тока ДПР, МЯ, ПЯ, П (см. табл. ?10 прил.).
2. При мощности больше 100 Вт следует выбирать двигатели постоянного тока МИ, СЛ, ДПМ, ДЩ см. табл. П4, П11, П12 прил.).
3. Мощность выбранного двигателя должна быть равна или несколько больше рассчитанной требуемой мощности: РНОМ ? РТР.
По каталогу находят основные номинальные данные двигателя, необходимые для расчета передаточных функций ИД и других элементов: РНОМ — номинальную мощность, кВт; nНОМ — номинальную частоту вращения двигателя, мин-1; MНОМ — номинальный момент вращения, Н·м; JД — момент инерции двигателя, кг·м; Uy — напряжение управления, B; Iа – ток якоря, A; T — постоянную времени, с.
По полученному значению момента инерции двигателя JД, подставив его в выражение (65), определяют оптимальное передаточное число редуктора i0. Этим завершается предварительный выбор ИД.
Окончательный выбор двигателя включает его проверку на выполнение требований по заданным ускорению и скорости перемещения нагрузки, так как двигатели одинаковой мощности обладают разными запасами по скорости и ускорению. Ha рис. 35 представлены механические (штрих пунктирные линии) и энергетические (сплошные линии) характеристики 1—3 трех разных двигателей, развивающих равные максимальные мощности. Учитывая, что ускорение перемещения и момент двигателя однозначно связаны зависимостью MП = JД?, об ускорении можно судить по значению пускового момента MП, а о скорости — по значению ?ХХ.
Пример 1. Выбрать ИД и определить его передаточную функцию, если момент статической нагрузки МСТ = 2500 Н·м; момент инерции нагрузки JН = 5000 кг·м; требуемая скорость нагрузки ?? = 0,16 рад/с; требуемое ускорение нагрузки ?Н = 0,34 рад/с2.
Решение 1. Принимаем ориентировочно КПД редуктора ? = 0,9,
2. Требуемая мощность согласно (65)
По полученной мощности из табл. ?4 прил. выбираем двигатель МИ-41. Технические данные ИД: РНОМ= 16 кВт; nНОМ = 2500 мин-1; МНОМ = 6,25H·м; Jn = 408·10-4 кг·м2; UНОМ = 110 B; Iа = 19,2 A; Rа = 0,147 Ом.
3. Оптимальное передаточное число согласно (64)
4. Выполняем проверку выбранного двигателя на соответствие требованиям по скорости и моменту согласно (66):
1) определим номинальную угловую скорость ИД и сравним ее с приведенной скоростью нагрузки:
так как ???? > ??, то по скорости выбранный двигатель подходит;
2) найдем значение требуемого момента вращения в соответствии с выражением (63) и сравним его с номинальным значением момента двигателя:
Проверка двигателя на перегрузку
показывает, что двигатель не проходит по мощности, так как не выполняется условие (67).
5. Выбираем более мощный двигатель МИ-42: РНОМ = 3,2 кВт; nНОМ = 2500 мин-1; UНОМ= 110 B; Мном= 12,5 Н·м; JД=662·10-4 кг·м2; Iа= = 36,3 A; Rа = 0,192 Ом.
6. Оптимальное передаточное число редуктора
7. Проверка по скорости:
Так как 235 > 69, то двигатель подходит по этому показателю,
8. Проверка на перегрузку:
Отношение МТР/МНОМ= 20,05 : 12,5 = 1,64< 2, т. e. двигатель удовлетворяет условию (67).
Приведенный к оси двигателя момент статической нагрузки
Сравнение его с МНОМ (6,45 < 12,5) говорит о выполнении для двигателя условия (68). Делаем вывод, что двигатель МИ-42 выбран правильно, так как он удовлетворяет условию обеспечения требуемых скорости и ускорения.
9. Перейдем к определению передаточной функции двигателя МИ-42, используя его технические данные и выражение (47).
Коэффициент противоЭДС определяем по формуле (26) при номинальных значениях параметров:
Коэффициент момента согласно (24)
Полный момент инерции нагрузки по формуле (19)
Механическая постоянная времени в соответствии с (41)
Коэффициент передачи двигателя по скорости на основании (31)
B результате передаточная функция двигателя
Пример 2. Выбрать ИД и определить его передаточную функцию, исходя из следующих технических условий: МСТ = 1 Н·м; JН=23 кг·м2; ?? = 0,11 рад/с; ?? = 0,4 рад/с2; ? = 0,8.
1. Требуемая мощность в соответствии с (65)
По полученной мощности выбираем двигатель из числа асинхронных типа ДИД (см. табл. III прил.). Наиболее подходящим по мощности является ДИД-3ТА: РHOM = 3 Вт; nНОМ=5800 мин-1; JД = 24·10-8кг·м2; МНОМ=56·10-4 Н·м; MП.НОМ = 160·10-4 Н·м; UHOM = 30 B.
2. Оптимальное передаточное число по (64)
3. Проверим двигатель на выполнение требования по скорости
Приведенная к оси двигателя скорость нагрузки
Выбранный двигатель не обеспечивает необходимой угловой скорости, так как ????= 607 < ?Нi0 = 1032.
4. Изменим передаточное число редуктора согласно (70)
5. Проверим двигатель на выполнение условия (67) по моменту
Условие (67) выполняется, так как
Приведенный к оси двигателя момент нагрузки
Условие (68) выполняется, так как 2,3·10-4<56·10-4.
Делаем вывод, что двигатель ДИД-3ТА выбран правильно.
6. Определим передаточную функцию ИД, используя его технические данные и выражение передаточной функции (56).
Коэффициент передачи по моменту на основании (50)
Рис. 36. Схема для расчета ЭПМ
Коэффициент демпфирования по (53)
Коэффициент передачи двигателя по скорости в соответствии с (54)
Полный момент инерции нагрузки по (19)
Механическая постоянная двигателя на основании (57)
B результате расчета получим передаточную функцию двигателя ДИД-3ТА
Выбор и расчет ЭПМ. Расчет исполнительного устройства с ЭПМ является сложной задачей и часто сводится к созданию новой конструкции муфты, определяемой специальными требованиями. В этом случае проводится расчет конструктивных параметров, магнитной системы и обмотки управления муфты.
Для повышения надежности и технологичности конструкций муфт промышленностью разработана и выпускается серия бесконтактных муфт серий БПМ и МБП с передаваемыми моментами 0,063 ... 6,3 Н·м и с частотой вращения ведущей части 2000 мин-1. Это облегчает расчет и сводит его к подбору муфты по мощности, выбору приводного двигателя и расчету передаточного числа редуктора.
При расчете ЭПМ муфту следует рассматривать как трансформатор мощности (механической) P1 = M1?1 на входе муфты в мощность P2 = M2 ?2 на ее выходе (рис. 36) при соблюдении условий P1 ? P2, M1=M2, ?1 ? ?2.
Силовой редуктор в приводе с ЭПМ, как видно из рис. 36, состоит из ступени от приводного двигателя ПД к муфте с передаточным числом
и ступени от муфты к нагрузке H с передаточным числом
Общее передаточное число
При выборе приводного двигателя следует руководствоваться следующими соображениями:
номинальная частота вращения двигателя должна быть выбрана с тем расчетом, чтобы частота вращения муфты с учетом i1 не превышала 2000 мин-1;
двигатель следует выбирать из числа нерегулируемых надежных и дешевых двигателей с жесткой характеристикой. Этим требованиям удовлетворяют асинхронные трехфазные двигатели серий 4A и ДАТ;
требуемую мощность двигателя (в киловаттах) определяют по выражению
где МТР — требуемый момент; МТР= 2Мmax/i1; Мmax находят в паспортных данных муфты;
мощность приводного двигателя должна быть больше или равна требуемой мощности.
Назад | Содержание
| Вперед
Порядок выбора и расчета усилителя
8.8. ПОРЯДОК ВЫБОРА И РАСЧЕТА УСИЛИТЕЛЯ
Выбор усилителя определяется типом СП (постоянного, переменного тока), конкретными условиями применения системы, режимом работы, требуемой мощностью и необходимым коэффициентом предварительного усилителя.
Требуемая мощность Ртр должна быть больше мощности Ру, необходимой для управления ИУ: Ртр = (5 ... 10)PУ. Для двигателей постоянного тока PУ = IНОМUном. Для асинхронных двигателей PУ определяют по паспортным данным. Превышение мощности необходимо для расширения зоны линейности выходного напряжения и для обеспечения кратковременного форсирования ИУ по току и по напряжению.
Исходными данными для расчета коэффициента усиления предварительного усилителя являются параметры ИР и ИУ, которые уже известны. Зная напряжение трогания Uтр двигателя, крутизну k? характеристики измерительной схемы и допустимую погрешность ?доп СП, находят
Рассчитанный по (236) коэффициент усиления является приближенным и должен быть увеличен в 2—3 раза, так как еще не выполнена коррекция системы. В ходе расчета СП этот коэффициент уточняется.
Если выходные каскады на транзисторных усилителях не обеспечивают требуемой мощности, то применяют генератор, ЭМУ или выходной каскад на силовых транзисторах или тиристорах. ЭМУ выбирают из числа унифицированной серии (см. табл. ?6 прил.) в соответствии со следующими рекомендациями:
номинальное напряжение ЭМУ должно быть равно напряжению ИД или больше, а соотношение номинальных токов должно удовлетворять условию
сопротивление управляющих обмоток ЭМУ, выпускаемых промышленностью в нескольких вариантах с разным числом витков, выбирают в соответствии с типом предварительного усилителя;
степень недокомпенсации ЭМУ выбирают в пределах ? = (15 ... 30) % при номинальном режиме работы ИД; эквивалентное выходное сопротивление ЭМУ, определяемое степенью недокомпенсации, находят как
где Ra = Uном/Iном — активное сопротивление продольной цепи ЭМУ;
тип приводного встроенного двигателя (П — постоянного тока, A — переменного) выбирают, учитывая род источника питания СП.
Для ЭМУ мощностью более 2 кВт необходим приводной нерегулируемый электродвигатель с частотой вращения, соответствующей частоте вращения ЭМУ, мощность которого
где РЭМУ, ?ЭМУ — мощность ЭМУ и его КПД.
Пример 7. Выбрать тип ЭМУ с приводным двигателем переменного тока для работы с ИД типа МИ-11 (Uном = 110 B; Iном = 1,53 A; Рном = 0,12 кВт). Определить передаточную функцию.
Решение. По табл. ?6 прил. выбираем ЭМУ-ЗА (РНОМ = 0,3 кВт; Uном = = 110 B; Iном = l,82 A; Iу = 11 мА; Rу = 3440 Ом; Tа = 0,03с; Ту = 0,043 с). ЭМУ выбран правильно, так как выполнены требования по обеспечению номинальных параметров двигателя (237):
Определяем коэффициент усиления ЭМУ по напряжению
Передаточная функция ЭМУ согласно (235)
Назад | Содержание
| Вперед
Последовательные, параллельные корректирующие устройства и корректирующие обратные связи
9.3. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЕ, ПАРАЛЛЕЛЬНЫЕ КОРРЕКТИРУЮЩИЕ УСТРОЙСТВА И КОРРЕКТИРУЮЩИЕ ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ
Последовательные КУ. Эти устройства, описываемые передаточной функцией K0(p), включаются последовательно в цепь звеньев с неизменяемыми параметрами и служат для непосредственного преобразования сигнала рассогласования (см. рис. 107). Последовательные КУ реализуются в виде электрических R, L, С – контуров. В зависимости от схемы контура на его выходе выделяется производная или интеграл погрешности, которые суммируются с основным сигналом рассогласования. Представленный на рис. 108 СП скорректирован последовательным дифференцирующим контуром K0(p)(R, C1, R2).
Рис. 108. Последовательное КУ:
а — схема включения; б — структурная схема скорректированного СП; в - ЛАЧХ КУ
Рис. 109. Типы и частотные характеристики последовательных КУ
Так как контур включен последовательно, то при K0(0) = 1 он не изменяет погрешностей привода
Устойчивость СП при введении последовательных КУ повышается за счет их воздействия на частотные свойства привода. Характер воздействия зависит от типа контура (рис. 109): интегрирующего, дифференцирующего, интегродифференцирующего. Нет необходимости в детальном рассмотрении каждого контура, так как по виду ЛАЧХ можно судить о воздействии контура на привод. Остановимся на анализе интегрирующего контура (рис. 109, а). Его передаточная функция
где k = R2/(R1 + R2); T = kR1С.
Если на вход контура поступает постоянный или медленно меняющийся сигнал (? << l/T), то контур проявляет себя как делитель напряжения с коэффициентом передачи k, так как конденсатор имеет бесконечно большое сопротивление. И только с частоты ? > 1/T конденсатор начинает разряжаться и интегрировать входной сигнал с погрешностью, определяемой наличием резисторов.
Наглядно иллюстрирует сказанное выше ЛАЧХ контура.
Как видно из ЛФЧХ данного контура, он действует как апериодическое звено и вносит запаздывание по фазе от 0 до — ?/2 при 0 < ? < ?.
Интегрирующий контур с ослаблением, передаточная функция которого K0(p) = (?p + 1)/(Tp + 1), где ? = R1C < T = (R1 + R2)C (рис. 109, б), обладает следующими характеристиками: на частотах, меньших ?1 = l/T, не вносит ослабления сигнала, а начиная с частоты ?2 = l/?, перестает интегрировать. Кроме того, этот контур вносит меньшее запаздывание по фазе, чем контур на рис. 109, а.
Введением дифференцирующего контура с передаточной функцией
где T1 = (R1 + R2)C, T2 = R2С, достигается положительный фазовый сдвиг (рис. 109, в) в существенном для качества привода диапазоне частот и повышение его устойчивости.
Контур, показанный на рис. 109, г, сформирован из двух предыдущих — интегрирующего и дифференцирующего — и дает результирующий интегродифференцирующий эффект, определяемый передаточной функцией вида
где T1 = C2 R1 + R2); T2 = C1R1; T3 = C1 (R1 + R2); T4 = - C1R2.
Такой контур позволяет получить оптимальное с точки зрения качества привода решение и поэтому находит наибольшее применение в технике корректирования СП.
Простота изготовления и компоновки контуров в едином корпусе с усилителем, возможность быстрой замены являются несомненными преимуществами последовательных КУ. Как недостатки следует отметить ослабление сигнала, вносимого контуром в цепь управления, необходимость дополнительного усиления, зависимость корректирующего эффекта от стабильности характеристик неизменяемой части и помех.
Параллельные КУ. Для придания приводу необходимых динамических свойств параллельно основным элементам с неизменяемыми параметрами включают КУ (см. рис. 107), которые служат для образования управляющего сигнала K (p) или возмущающего сигнала L (p).
Для реализации параллельного КУ в цепь управляющего сигнала' включают датчик скорости — тахогенератор BR1 кинематически связанный с входным валом СП (рис. 110, а) и вырабатывающий напряжение UД.С пропорциональное первой производной от угла поворота.
рис. 107). Эти устройства, включаемые последовательно с датчиком момента BM1, служат для снижения моментной составляющей погрешности ?? в случае гармонического закона изменения момента. При постоянной нагрузке на СП статической погрешностью можно пренебречь, если соответствующим образом выбрать коэффициент усиления привода согласно условию (255).
Корректирующие OC. Устройства, включаемые в цепь OC и вырабатывающие сигналы, пропорциональные скорости и ускорению выходного вала, образуют корректирующие обратные связи. Корректирующие OC можно разделить на жесткие, действующие как в установившемся, так и в переходном режимах, и гибкие, проявляющиеся только в переходных процессах.
Схема СП с жесткой OC по скорости выходного вала показана на рис. 111, а. Для создания OC используется напряжение UД.С, вырабатываемое датчиком скорости BR2 — принимающим тахогенератором, связанным с выходным валом через редуктор q. Если по какой-либо причине скорость выходного вала возрастет, то напряжение UД.С с тахогенератора увеличится, и на вход усилителя A в противофазе с сигналом рассогласования U?, подается напряжение OC. Суммарное напряжение U? на входе усилителя уменьшится, и скорость двигателя упадет.
Рис. 111. СП с корректирующей OC по скорости
Поступающее на вход усилителя напряжение в этом случае
где k’Д.С — приведенная к валу двигателя крутизна характеристики датчика скорости; k’Д.С = kД.С/ kД.
Подставляя (264) в уравнение (244) силовой части, получаем дифференциальное уравнение СП со стабилизацией, пропорциональной скорости выходного вала:
или
где v — коэффициент усиления связи по скорости выходного вала;
Передаточные функции разомкнутого привода по управляющему воздействию
B соответствии с выражением (267) составляем структурную упрощенную схему скорректированного СП (рис. 111, б). Передаточная функция замкнутого привода
Для анализа привода на устойчивость используем характеристическое уравнение, которым является знаменатель выражения (269):
или в развернутом виде 6 учетом выражения (245)
Из сравнения выражений (252) и (270) видно, что устойчивость привода возросла при введении датчика скорости выходного вала, так как увеличился коэффициент при p характеристического уравнения и усилилось неравенство Тм (1 + v) >?Э???.
Для оценки точности привода преобразуем дифференциальное уравнение привода (265), заменяя ? = ? — ?:
Полагая, что привод находится в покое, находим при ? = 0
Моментная составляющая погрешности, определяемая в режиме покоя, по сравнению с (255) не изменилась, так как сигнал с датчика скорости поступает только в режиме движения.
Скоростную погрешность привода определим из выражения (271), полагая Мн = 0, p = 0, A (0) = 1:
Скоростная погрешность (272) скорректированного СП по сравнению с погрешностью (253) привода без коррекции возросла. Увеличение скоростной погрешности можно объяснить тем, что напряжение OC, предназначенное для ослабления колебаний в переходных процессах, поступает на вход усилителя и в режимах движения с постоянной скоростью, уменьшая коэффициент передачи.
Компенсация потери напряжения на входе усилителя может произойти только за счет увеличения сигнала рассогласования, т. e. самой погрешности. Вo избежание уменьшения точности привода жесткую OC по скорости преобразуют в гибкую путем введения дополнительных пассивных дифференцирующих цепочек с передаточной функцией K?(p) или K?(p). Напряжение с ТГ поступает на вход усилителя A через дифференцирующий контур R1, C1 (рис. 111, в). Благодаря включению конденсатора C1 цепь OC будет разорвана в установившемся режиме, так как конденсатор заряжен. И только на время переходного процесса за счет перезаряда конденсатора цепь OC восстанавливается. Порядок дифференцирования при этом повышается, и в усилитель вводятся сигналы Uд.у, пропорциональные ускорению выходного вала.
Рис. 112. СП с корректирующей OC по ускорению
Структурная схема СП с гибкой OC по ускорению показана на рис. 112, a. C помощью датчика ускорения вырабатывается напряжение Uд.у, поступающее на вход усилителя в противофазе с сигналом рассогласования:
где
Дифференциальное уравнение СП со стабилизацией, пропорциональной ускорению выходного вала, имеет вид
где r — коэффициент передачи связи по ускорению;
Передаточная функция разомкнутого привода по управляющему воздействию
Обратная передаточная функция разомкнутого привода
Структурная схема, соответствующая выражению (276), представлена на рис. 112, б.
Передаточная функция замкнутого привода
Оценим точность привода, для чего преобразуем уравнение (274), заменив ? = ? — ?:
Скоростную погрешность привода при постоянной угловой скорости входного вала ?0 определим из (278), полагая Мн = 0, p = 0, A (0) = 1:
Из сопоставления выражений (279) и (253) видно, что скоростная погрешность не изменилась по сравнению с погрешностью привода без коррекции. Обратная связь по ускорению, действующая только в переходных режимах, не оказывает влияния также и на моментную составляющую погрешности.
Анализ устойчивости скорректированного привода проведем, исследуя по критерию Гурвица характеристическое уравнение замкнутого привода, найденное из выражения (277):
С учетом выражения (245) получим
Как видно из (280), устойчивость привода возросла, так как увеличился коэффициент при второй производной характеристического уравнения по сравнению с (252), и неравенство (Тм + r) 1 > ТЭ??? усилилось.
Таким образом, корректирующая OC по ускорению выходного вала, не влияя на точность привода в установившемся режиме, повышает устойчивость СП.
Как правило, коррекция СП осуществляется комбинацией последовательных, параллельных КУ и корректирующих ОС. B случае применения OС по скорости и ускорению обратная передаточная функция скорректированного привода
При использовании одного контура, т. e. для K?(p) = K?(p) = K(p),
Соответствующая этому выражению структурная схема СП представлена на рис. 113, а.
Комбинированный способ коррекции обеспечивает получение наилучших качественных показателей и запасов устойчивости.
Рис. 113. Структурные схемы скорректированного СП
Наиболее целесообразным с этой точки зрения является совместное использование датчиков скорости задающего и исполнительного валов (рис. 113, б). Напряжения, вырабатываемые ими, подаются на вход усилителя в виде суммы
В случае применения одинаковых датчиков скорости коррекция привода осуществляется сигналом, пропорциональным производной от погрешности, так как р? — р? = р?. Тогда
Для вывода дифференциального уравнения движения привода воспользуемся уравнением (258), подставив в него (282):
или
Заменяя в уравнении (283) ? = ? + ?, получаем уравнение привода в управлением по производной
Передаточная функция разомкнутого привода по управляющему воздействию
Передаточная функция замкнутого привода после преобразований
Передаточная функция погрешности
Анализируя выражение (286) при постоянной скорости движения ?0, p = 0, A (0) = 1 и отсутствии возмущающего момента, получаем
Очевидно, что скоростная погрешность СП зависит от соотношения коэффициентов связи по скорости задающего и исполнительного валов. Погрешность получается такой же, как в приводе без коррекции: ?ск = ?0/? при выполнении условия ?Д = v. При выполнении условия полной компенсации vД = 1 + v привод работает без погрешности, так как по отношению к управляющему воздействию он становится астатическим второго порядка. Передаточная функция (284) при полной компенсации приобретает вид
где A' (p) = Тм (ТЭр + 1).
Запас устойчивости привода увеличивается по сравнению с запасом нескорректированного, но остается таким же, как при введении одного датчика скорости выходного вала, что следует из сравнения знаменателей передаточных функций (285), (269), (250).
Таким образом, за счет введения датчика скорости управляющего вала повышается точность слежения, а за счет введения датчика скорости исполнительного вала увеличивается устойчивость СП.
Существенное значение в СП имеет техническая реализация OC. Как уже отмечалось выше, в качестве датчиков скорости применяют ТГ постоянного или переменного тока, вырабатывающие напряжения Uтг = kтгр?, где kтг – крутизна характеристики ТГ.
Конструктивно ТГ могут быть встроены в единый корпус с двигателем, сидеть с ним на одном валу или кинематически быть связанными посредством редуктора.
Реализация OC по ускорению осложняется отсутствием подходящих датчиков ускорения, поэтому в электрических СП применяют косвенную OC по моменту нагрузки (на рис. 107 BM2 — датчик момента), пропорциональному ускорению.
Согласно выражениям (35) и (24)
где J' — приведенный момент инерции вращающихся масс d?/dt - ускорение нагрузки; МН — приведенный момент нагрузки; см — коэффициент двигателя по моменту» Iа — ток якоря. Если пренебречь моментом нагрузки (MН = 0), тo можно записать
Вводя в контур, состоящий из генератора G, нагруженного двигателем M (контур ЭМУ — ИД), сериесный резистор Rc
Рис. 114. Схемы реализации OC по ускорению
(рис. 114, а), на котором ток якоря создает падение напряжения UcT1, можно реализовать ОС по ускорению:
или
где kд.у — крутизна датчика ускорения;
Сопротивление сериесного резистора можно рассчитать по значению коэффициента ОС по ускорению r, решая совместно (289) и (275):
Недостатком схемы является то, что сериесный резистор должен быть рассчитан на большую силу тока, поэтому часто для реализации OC используют падение напряжения UcT2 на компенсационной обмотке wK ЭМУ (рис. 114, а).
В зависимости от вида используемого электрического сигнала (тока или напряжения) OC подразделяют на токовые и по напряжению. Рассмотренная связь с использованием резистора R0 относится к токовой.
Обратные связи по напряжению достаточно разнообразны, их выходной сигнал и реализуемые передаточные функции зависят от места отбора напряжения. Наибольшее распространение получила мостовая схема, в одно плечо которой включена якорная обмотка двигателя постоянного тока с независимым возбуждением (рис. 114, б). Питание схемы моста осуществляется напряжением UУ, поступающим с выхода усилителя СП. Напряжение стабилизации снимается с измерительной диагонали моста в виде разности напряжений:
где U2 — падение напряжения на резисторе R2 делителя R1; R2; Ua — напряжение, подведенное к якорю двигателя.
B соответствии со вторым законом Кирхгофа напряжение питания моста можно выразить как
Падение напряжения делителя
Из теории двигателей известно, что
где R4 = Ra — сопротивление якорной обмотки двигателя; се — коэффициент противоЭДС; ? — угловая скорость двигателя.
Подставляя Ua из (294) и iа из (288) в выражения (292) и (293), а затем в исходное выражение (291), после некоторых преобразований получим
Как видно из уравнения (295), ОС по напряжению позволяют осуществить коррекцию как по скорости, так и по ускорению. Раздельную стабилизацию можно реализовать, изменяя параметры мостовой схемы. Таи, при выполнении условия равновесия моста (R2R3— R1Ra =0) что обеспечивается соответствующим подбором сопротивлений резисторов, сигнал стабилизации будет определяться скоростной составляющей Uст = kд.c p?. Стабилизация по ускорению обеспечивается исключением из схемы резистора R1. Существуют мостовые схемы и для двигателей переменного тока, но их применяют реже вследствие необходимости включения индуктивностей, что усложняет настройку моста на основную гармонику и обусловливает необходимость установки фильтров высших гармоник.
Для реализации рассмотренных корректирующих OC не требуется вводить специальные устройства, что является их огромным преимуществом перед КУ других типов. Их недостаток — увеличение моментной и скоростной составляющих погрешностей. Необходимо отметить, что ОС по току кроме составляющей, пропорциональной ускорению нагрузки, вводит паразитную составляющую, пропорциональную постоянной составляющей момента, которой мы для простоты пренебрегли в выражении (287).
Назад | Содержание
| Вперед
Построение желаемых логарифмической
Типовые прямые ЛАЧХ, представленные на рис. 170, а, характеризуются тремя частотами: частотами сопряжения ?2 и ?8 асимптоты CD с асимптотами BC и DE и частотой среза ?с. Приведенные типовые характеристики различаются наклонами асимптот сопряжения BC, которые и определяют тип среднечастотной ЛАЧХ: ЛАЧХ-1 (наклон асимптоты BC равен - 20 дБ/дек), ЛАЧХ-2 (-40 дБ/дек), ЛАЧХ-3 (-60 дБ/дек).
Рис. 170. ЖЛАЧХ разомкнутого СП
Выбор типа среднечастотной прямой ЛАЧХ зависит от требований точности отработки управляющего сигнала, добротности и наличия корректирующих средств.
ЛАЧХ-1 обеспечивает высокое быстродействие при низкой добротности по скорости. Увеличение добротности сопровождается расширением полосы пропускания привода. Эта характеристика приемлема для приводов с невысокими требованиями к точности. ЛАЧХ-2 и ЛАЧХ-3 обеспечивают более точную отработку управляющего сигнала, так как позволяют получить большую добротность при той же частоте среза ?0 по сравнению с ЛАЧХ-1. Увеличение добротности привода не оказывает влияния на полосу пропускания и происходит за счет сдвига частоты сопряжения ?1 влево. Однако с расширением частотного диапазона асимптоты сопряжения BC с ?1 до ?2 увеличивается колебательность привода. При выборе ЛАЧХ-3 увеличивается добротность СП, но с точки зрения простоты реализации предпочтительнее ЛАЧХ-2.
Обратные типовые ЛАЧХ представлены на рис. 171. Приведенные характеристики отличаются наличием двух асимптот сопряжения DE и EF на высокой частоте и характеризуются тремя частотами сопряжения ?2, ?8, ?4 и частотой ?с.
Тип обратной ЛАЧХ, так же как и прямой характеристики, определяется требованием точности и наличием корректирующих средств. Техническая реализация типовых ЛАЧХ осуществляется:
ЛАЧХ-1 (рис. 171, а) — при наличии сигнала, пропорционального первой производной регулируемой величины (с датчика скорости выходного вала);
ЛАЧХ-2 (рис. 171, б) — при использовании сигналов, пропорциональных первой и второй Производным регулируемой величины (с датчиков скорости и ускорения);
Рис. 171. Типовые обратные ЛАЧХ
ЛАЧХ-3 (рис. 171, в) — при использовании сигналов, пропорциональных первой производной управляющего воздействия (с датчика скорости задающего вала), и сигналов, пропорциональных производным от регулируемой величины.
Задача построения ЖЛАЧХ сводится к выбору типа среднечастотной ЛАЧХ, привязке ее к оси частот по заданным показателям качества и сопряжению с ней асимптот ЛАЧХ неизменяемой части на низкой и высокой частотах. Порядок построения ЖЛАЧХ зависит от исходных данных на проектирование СП. При единичном возмущении, если заданы показатели качества переходного процесса (время переходного процесса tр и перерегулирование ?), построение ЖЛАФЧХ осуществляется в следующем порядке (рис. 172, а).
1. Определяем добротность привода по скорости D? (коэффициент усиления ?.) из условия (256) заданной установившейся; погрешности воспроизведения управляющего сигнала при постоянной скорости его изменения и перемещаем ЛАЧХ неизменяемой части вдоль оси ординат до прохождения ее через точку В с координатами 20lg? и ? = 1 рад/с.
2. Выбираем тип среднечастотной ЛАЧХ.
3. Находим частоту среза ?с ЖЛАЧХ по заданным значениям tр и ? в соответствии с (334): ?с = b?/tр, где коэффициент b в зависимости от значения ? определяется с помощью графика на рис. 166.
4. Находим частоты сопряжения ?2 и ?3 из условия (336) и проводим через точку ?с асимптоту с наклоном -20 дБ/дек в частотном диапазоне ?2 - ?3.
5. Для простоты технической реализации КУ за высокочастотную асимптоту ЖЛАЧХ принимаем высокочастотную асимптоту ЛАЧХ неизменяемой части СП.
6. Для сопряжения среднечастотной асимптоты ЖЛАЧХ с высокочастотной асимптотой проводим из точки e ординатой, соответствующей частоте ?3, прямую с наклоном -40 дБ/дек до пересечения с ЛАЧХ.
7. Сопряжение среднечастотной асимптоты с низкочастотной асимптотой ЖЛАЧХ осуществляется построением из точки с ординатой на частоте ?2 прямой с наклоном -20, -40 или -60 дБ/дек в соответствии с выбранным типом ЖЛАЧХ.
Если для СП известна добротность по ускорению D?, то сопряжение можно провести, определив согласно (338) частоту
Рис. 172. Построение ЖЛАЧХ разомкнутого привода
8. Строим ЖЛФЧХ в соответствии с ЖЛАЧХ.
9. Находим запасы устойчивости СП.
Во втором случае, если задан гармонический закон движения управляющего вала и заданы частотные показатели качества, ЖЛАЧХ СП строят в несколько ином порядке (рис. 172, б).
1. Выбираем тип ЖЛАЧХ.
2. Проводим низкочастотную асимптоту сопряжения ЖЛАЧХ через рабочую точку Ар с координатами ?р и 20lg(?0/??), где ?0 и ?р заданы или их рассчитывают по формулам (11)—(13).
3. По заданному значению M находим границы среднечастотной асимптоты ЖЛАЧХ по условию (335).
4. Определяем частоту сопряжения со2 по пересечению асимптоты сопряжения ЖЛАЧХ с верхней границей зоны, найденной в п. 3.
5. Строим среднечастотную асимптоту ЖЛАЧХ в виде отрезка прямой с наклоном -20 дБ/дек до пересечения с нижней границей зоны, определяющего частоту сопряжения ?3.
6. Перемещением ЛАЧХ неизменяемой части СП вдоль оси ординат до сопряжения с типовой ЖЛАЧХ в точке, соответствующей частоте ?1. При этом для обеспечения требуемой точности воспроизведения гармоничного сигнала точка пересечения низкочастотных асимптот ЛАЧХ и ЖЛАЧХ должна быть не ниже рабочей точки Ар.
7. Сопрягаем среднечастотную асимптоту ЖЛАЧХ с высокочастотной ЛАЧХ неизменяемой части, учитывая замечания, сделанные в п. 5 порядка построения ЖЛАЧХ в первом случае.
8. Строим ЖЛФЧХ привода и определяем запасы устойчивости.
Исследование СП с внутренними OC с помощью прямых ЛАФЧХ связано с использованием сложного математического аппарата и включает размыкание внутреннего контура, выбор характеристики OC, нахождение характеристики замкнутого контура с оценкой его устойчивости, определение характеристики всего привода с учетом звеньев, не охваченных OC.
Пользуясь обратными ЛАФЧХ, можно упростить построение ЖЛАФЧХ, особенно приводов, охваченных несколькими внутренними контурами, например, по току и по напряжению.
Методика построения обратных ЖЛАФЧХ аналогична методике построения прямых характеристик и сводится к выбору типовой обратной ЛАЧХ (см. рис. 171), определению ее частот сопряжения и привязке выбранной ЖЛАЧХ к оси частот по частотным показателям качества проектируемого привода. Рассмотрим конкретные примеры построения ЖЛАФЧХ.
Пример 10. Построить ЖЛАФЧХ для СП (см. рис. 169) с передаточной функцией
при условии, что привод должен обеспечивать следующие показатели: динамическую установившуюся погрешность ?у = 8’ при постоянной скорости ? = 10 °/с и ускорении ? = 14 °/с2, максимальное перерегулирование ? = 38 %, время регулирования tр = 0,74 с.
ЛАЧХ исходной характеристики (см. рис. 169) пересекает ось с наклоном -40 дБ/дек, и привод обладает недостаточными запасами устойчивости.
1. Проверим условие выполнения требования по точности, определив добротности СП по скорости и ускорению. Будем считать, что установившаяся погрешность привода согласно (327)
Полагая погрешности по скорости и по ускорению ??= ?? = 4’, определим значения добротностей
Заметим, что в заданной передаточной функции (342) коэффициент усиления по скорости ? также равен 150 с-1.
2. В соответствии с выражением (342) строим ЛАЧХ неизменяемой части в виде ломаной AD'E'F', изображенной на рис. 173.
3. Коррекцию привода проведем, используя наиболее применимую ЖЛАЧХ-2, для реализации которой сложные КУ не требуются.
4. Для ее построения определим частоту среза ?с с помощью номограммы Солодовникова (см. рис. 166). По заданному значению перерегулирования ? = 38 % находим Рmax = 1,38, коэффициент b = 5,8 и соответствующее им время переходного процесса (334): tр = 5,8?/?с. Приравнивая найденное значение заданному значению ip = 0,74 с, находим ?с = 25 рад/с.
5. Через полученную частоту среза ?с = 25 рад/с проводим среднечастотную асимптоту в виде отрезка прямой с наклоном -20 дБ/дек.
Рис. 173. ЖЛАФЧХ разомкнутого привода к примеру 10
6. Для сопряжения полученной асимптоты с ЛАЧХ определим по выражениям (326) и (338) значение частоты ??:
Из полученной точки ?? = 14,5 рад/с проводим прямую с наклоном -40 дБ/дек до пересечения в точке C со среднечастотной асимптотой, определяющего частоту ?2 = 7,5 рад/с, и далее продолжаем до пересечения в точке B с низкочастотной асимптотой, определяющего частоту ?1= 1,2 рад/с.
7. C учетом рекомендаций (336) находим продолжительность среднечастотной асимптоты, ограничив ее частотой ?3 = 10?2 = 75 рад/с.
8. Высокочастотную асимптоту ЖЛАЧХ проводим из точки D, соответствующей частоте ?3 = 75 рад/с, параллельно высокочастотной асимптоте ЛАЧХ неизменяемой части.
Таким образом, ЖЛАЧХ привода построена из условия наименьшего искажения ЛАЧХ неизменяемой части, так как низкочастотные асимптоты совпадают, а изломы асимптот высокочастотной ЖЛАЧХ определяются частотами изломов и наклонами асимптот неизменяемой части.
9. Фазовую характеристику скорректированного привода рассчитываем в соответствии с (342) и (341) по формуле
и обозначаем на графике arg Wж(j?).
Рис. 174. ЖЛАФЧХ к примеру 11
10. Как следует из построения, скорректированный привод обладает вполне удовлетворительными запасами устойчивости: m = -12 дБ, ? = 48,5°.
Пример 11. Построить ЖЛАФЧХ привода с передаточной функцией
обеспечив с погрешностью не более 6’ заданный закон движения выходного вала: максимальная скорость слежения ?? = 1 °/с; максимальное ускорение ?? = 0,1 °/с2.
Для обеспечения необходимых показателей качества привода, включающего интегрирующее и три апериодических звена, требуются достаточно сложные КУ (обратные связи), поэтому будем строить ЖЛАФЧХ с использованием обратных характеристик.
Обратная передаточная функция неизменяемой части (343)
1. Строим (рис. 174) обратную ЛАЧХ неизменяемой части при коэффициенте усиления ? = 1 с-1 — ломаная A'L'K'E'F'.
2. Определим параметры гармонического воздействия ?(t)= ?0sin?pt: рабочая частота согласно (13) ?p = ??/?? = 0,1/1 = 0,1 рад/с; амплитуда согласно (11) ?0 = ??/?p = 1/0,1 = 10°.
3. Модуль частотной характеристики на рабочей частоте
4. Нанесем координаты рабочей точки на график: ?? = 0,1 рад/c; L|W-1(j?р)| = 201g0,01= -40 дБ.
5. Для построения ЖЛАЧХ выберем обратную типовую ЛАЧХ-2 (см. рис. 171,б) из соображения обеспечения заданной точности и простоты реализации характеристики.
6. Проведем сопрягающую асимптоту MC в виде отрезка прямой с наклоном +40 дБ/дек через рабочую точку Ар до пересечения с нижней зоной -8 дБ в точке C, соответствующей частоте ?2 = 0,62 рад/с
7. Построение среднечастотной асимптоты ЖЛАЧХ начинаем с нанесения зон +10 дБ и +18 дБ. Из точки C проводим среднечастотную асимптоту CD с наклоном +20 дБ/дек до пересечения с границей зоны, определяющего частоту ?3 = 5,2 рад/с. Частоту ?4 = 8,5 рад/с найдем, проведя асимптоту сопряжения DE с наклоном +40 дБ/дек до пересечения с зоной в 18 дБ. Из полученной точки E проводим асимптоту EF с наклоном +80 дБ/дек, заканчивая построение типовой характеристики в виде ломаной MCDEF.
8. Для сопряжения ЛАЧХ неизменяемой части и ЛАЧХ-2 характеристику
9. C помощью построенной характеристики неизменяемой части найдем необходимый коэффициент усиления привода, численно равный ординате ЛАЧХ на частоте ? = 1 рад/с: 20lg(1/?) = -29 дБ; lg(l/?) = -1,45; ? = 28,2 с-1.
В результате построения получили ЖЛАЧХ скорректированного привода в виде ломаной ABCDEF.
Запас устойчивости по фазе и амплитуде определим после построения фазовой характеристики arg W-1ж(j?р) по уравнению
Скорректированный привод обладает запасами m = -8 дБ, ? = 33,3°.
Назад | Содержание
| Вперед
Построение желаемых логарифмической амплитудной и фазовой частотных характеристик следящего привода
17.3. ПОСТРОЕНИЕ ЖЕЛАЕМЫХ ЛОГАРИФМИЧЕСКОЙ АМПЛИТУДНОЙ И ФАЗОВОЙ ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК СЛЕДЯЩЕГО ПРИВОДА
Желаемая ЛАЧХ (ЖЛАЧХ) разомкнутого привода (рис. 170) имеет три характерные части, определяемые его динамическими свойствами: низкочастотную (прямая AB), среднечастотную (ломаная BCDE) и высокочастотную (прямая EF). Связь показателей качества с ЛАЧХ разомкнутого привода позволяет заранее наложить требования на параметры ЛАЧХ таким образом, чтобы получить качество СП не ниже заданного. Наклон желаемой характеристики в области низких частот (? < ?1) определяется степенью астатизма привода: нулевой — при ? = 0, -20 дБ/дек при ? = 1. Для получения погрешности привода, не превышающей допустимую, для астатических приводов (при ? = 1 и ? = 2) положение низкочастотной асимптоты задают коэффициентом усиления разомкнутого привода. Ha рис. 170, в для привода с астатизмом первого порядка и добротностью ? низкочастотная асимптота проведена через точку с координатами (20lg?, ? = 1).
При гармоническом управляющем сигнале ЖЛАЧХ строят так, чтобы низкочастотная асимптота на рабочей частоте ?р (рис. 170, б) проходила не ниже точки Ар с амплитудой 20lg?0/?? согласно условию (340).
Асимптота CD среднечастотной ЖЛАЧХ, пересекающая ось частот ?, для обеспечения необходимых запасов устойчивости и желаемой формы кривой переходного процесса должна иметь наклон -20 дБ/дек и протяженность h, рассчитываемую по показателю колебательности M в соответствии с (335) или по формуле (336).
Высокочастотная асимптота EF ЖЛАЧХ, находящаяся правее частоты ?4, определяет начало переходного процесса и фильтрующие свойства СП. Чем меньше частота ?4, тем лучше отфильтровываются высокочастотные помехи, но при этом уменьшаются запасы устойчивости привода. Наклон высокочастотной асимптоты ЖЛАЧХ определяется наклонами асимптот неизменяемой части СП (рис. 170, а).
Сопряжение среднечастотной асимптоты CD желаемой характеристики с соответствующими асимптотами AB и EF характеристики неизменяемой части привода осуществляется с помощью асимптот BC и DE, Для облегчения процесса построения ЖЛАЧХ разработаны типовые прямые и обратные ЛАЧХ, представляющие собой среднечастотную часть CD ЖЛАЧХ с двумя асимптотами сопряжения.
и практике применения автоматизированного привода.
ПРЕДИСЛОВИЕ
Бурный технический прогресс в области электроники привел к существенным изменениям в теории и практике применения автоматизированного привода. Эти изменения прежде всего касаются создания новой элементной базы и технических средств автоматизации различных областей техники. С применением электронных вычислительных машин (ЭВМ) техника автоматизированного привода вступила в новую стадию своего развития, характеризуемую непосредственным цифровым управлением приводом. Применение вычислительной техники обусловило изменения в подготовке специалистов в области автоматизированных приводов. Наряду с традиционной базовой системой знаний и навыков современный специалист должен обладать знаниями в области вычислительной техники. В связи с этим большой раздел в настоящем учебнике посвящен цифровым следящим приводам.
Учебник предназначен для учащихся техникумов, специализирующихся в области автоматизированного привода, и написан в соответствии с учебной программой курса «Проектирование и расчет автоматизированных приводов». При изложении материала учитывались знания, полученные при изучении курсов «Теория автоматического регулирования», «Электрические машины», «Элементы автоматики» и «Объемный привод».
B создании учебника принимали участие: B. И. Смирнова — гл. 1, 2, п. 1—5 гл. 3, гл. 4, 5, 8, п. 1—5, гл. 9, гл. 10—12, 15—17, прил. Ш—?4, ?6—?12; B. И. Разинцев — предисловие, п. 6 гл. 3, гл. 6, 7, п. 6 гл. 9, гл. 13, 14, 18, прил. ?5.
В создании электронной версии учебника принимали участие: А.В. Васенин – набор и компиляция в HTML, В.В. Колчанов – предоставление материала, т.е. данной книги.
Назад | Содержание
| Вперед
Преобразующие каскады усилителей
8.4. ПРЕОБРАЗУЮЩИЕ КАСКАДЫ УСИЛИТЕЛЕЙ
По характеру выходного сигнала преобразующие каскады разделяются на непрерывные и дискретные. К непрерывным относятся модуляторы и демодуляторы, преобразующие род тока сигналов. Дискретные устройства преобразуют входной непрерывный сигнал в импульсный с изменяющимся признаком: шириной, амплитудой, частотой.
Непрерывные преобразователи. Устройство, преобразующее сигнал постоянного тока в сигнал переменного тока, амплитуда и фаза которого определяются значением и полярностью входного сигнала, называется модулятором (M). Демодулятором (ДМ) называется устройство, преобразующее сигнал переменного тока в сигнал постоянного тока, сила и полярность которого определяются амплитудой и фазой сигнала переменного тока.
Преобразование сигналов осуществляется за счет применения специальных прерывателей, коммутирующих электрическую цепь нагрузки с частотой fк, равной частоте fоп опорного напряжения Uоп. Принцип модуляции и демодуляции легко понять из рассмотрения схем на рис. 85. В схеме M (рис. 85, а) ток i, образуемый от входного напряжения в цепи первичной обмотки трансформатора T, благодаря действию прерывателя S (1 — открыт, 0 — закрыт) носит импульсный характер. Во вторичной обмотке трансформатора индуцируется переменная ЭДС с частотой, определяемой частотой коммутации прерывателя и называемой несущей, в отличие от модулирующей частоты изменения входного сигнала. Для выделения первой гармонической составляющей несущей частоты обмотку трансформатора T шунтируют конденсатором C. Полученный таким образом колебательный контур настраивают на несущую частоту. Из рассмотрения графиков токов и напряжений видно, что при изменении полярности входного сигнала (см. U??1 и U??2) фаза выходного сигнала (UВЫХ1 и UВЫХ2 соответственно) изменяется на 180°.
Рис. 85 Схемы и графики, поясняющие принцип работы преобразователей
В схеме ДМ (рис. 85, б) прерыватель, замыкаясь с частотой, равной несущей частоте входного сигнала, будет пропускать либо положительные, либо отрицательные полуволны этого сигнала в зависимости от соотношения фаз входного сигнала и опорного напряжения (состояния ключа: замкнут — разомкнут).
При совпадении фаз напряжений с резистора нагрузки RН снимается положительное напряжение. При изменении фазы на 180° полярность выходного сигнала меняется на противоположную. Если соотношение фаз будет изменяться, то выходное напряжение будет уменьшаться. При сдвиге фаз 90 и 270° напряжение на выходе будет равно нулю, так как за время замыкания ключа пройдет «половина» положительной и «половина» отрицательной полуволн, а среднее за период напряжение будет равно нулю. Это свойство ДМ используется для защиты СП от сигнала помехи, вызванного квадратурной составляющей сельсинов и BT и смещенного по отношению к основному сигналу на 90°. Для сглаживания пульсации выпрямленного напряжения в схеме ДМ (рис. 85, б) параллельно резистору нагрузки RН включают конденсатор C.
Основными показателями M и ДМ являются коэффициенты передачи kмkдм входное и выходное сопротивления; дрейф нуля; коэффициент пульсации на выходе ДМ и содержание высших гармоник на выходе M; степень инерционности.
Ha практике M и ДМ классифицируют по следующим признакам:
по принципу работы — на однополупериодные и двухполупериодные; двухполупериодные преобразователи строят на базе двух идентичных прерывателей, включенных в общую схему,' они отличаются малым коэффициентом пульсации выпрямленного напряжения или малым содержанием высших гармоник в промодулированном сигнале;
по наличию процесса усиления преобразуемого сигнала по мощности — на активные и пассивные; активные ДМ называют фазочувствительными усилителями (ФЧУ), пассивные ДМ — фазочувствительными выпрямителями (ФЧВ);
по способу включения — на последовательные, параллельные и последовательно-параллельные;
по способу коммутации (типу прерывателя) — на контактные и бесконтактные.
Так как применение контактных преобразователей ограничено вследствие небольшой частоты переключений и наличия контактов, снижающих надежность системы и вызывающих появление частотных помех, остановимся на рассмотрении бесконтактных устройств.
Бесконтактные преобразователи. Для повышения надежности СП прерыватели выполняют на основе нелинейных элементов, способных изменять свое внутреннее сопротивление в определенных пределах с частотой опорного напряжения.
В качестве нелинейных элементов используют полупроводниковые диоды и триоды, интегральные прерыватели и ОУ.
Схемы преобразователей на диодах отличаются простотой реализации, но одновременно характеризуются небольшим коэффициентом передачи и значительным дрейфом нуля вследствие нестабильности характеристик диодов.
Более высокие показатели (линейность, большое входное сопротивление) имеют M и ДМ, построенные на транзисторах, работающих в ключевом режиме. В качестве прерывателя (ключа) служит эмиттерно-коллекторный переход, сопротивление которого меняется в зависимости от приложенного к одному из переходов коммутирующего (опорного) напряжения Uоп. Ключ находится в открытом состоянии, если опорное напряжение приложено минусом к базе, а плюсом к коллектору транзистора типа n-p-n. При этом транзистор обладает двусторонней проводимостью, а направление и сила тока в нагрузке определяются полярностью и амплитудой сигнала на входе схемы. Состояние ключа меняется на противоположное (закрыт) при смене полярности опорного напряжения.
Обычно используют схемы компенсирующих ключей, состоящих из двух транзисторов, включенных цепями эмиттер-коллектор последовательно-встречно (рис. 86). При отрицательных потенциалах на базах транзисторов VT1 и VT2 оба транзистора одновременно, открываются, пропуская входной сигнал на выход. Во второй полупериод опорного напряжения оба транзистора закрыты. Компенсированные ключи по отношению к нагрузке могут быть включены последовательно и параллельно. В схемах однополупериодных M (рис. 86, а) и ДМ (рис. 86, б) использовано последовательное включение ключей. Преимуществом транзисторных ключей является то, что они работают при любых значениях входного сигнала, даже больших опорного напряжения. Недостатком служит дрейф нуля за счет появления высокочастотных помех при замыкании и размыкании ключей.
Значительного снижения дрейфа нуля можно добиться применением интегральных микросхем, обладающих в силу своих технологических особенностей высокой стабильностью характеристик.
Ha рис. 86, в дана принципиальная схема интегрального прерывателя 101KT1A, представляющего собой две идентичные транзисторные структуры типа n-p-n, выполненные на одной подложке из кристалла кремния и имеющие общий коллектор. Условное графическое изображение и схема включения прерывателя представлены на рис. 86, г.
Рис. 86. Преобразователи на транзисторных ключах
Принцип работы двухполупериодного M на интегральных прерывателях DA1 и DA2, работающих в противофазе, можно рассмотреть на примере схемы, представленной на рис. 86, д. B первый полупериод опорного напряжения, создаваемого трансформатором Т1, работает ключ DA1. Ток от +U?? проходит через верхнюю первичную полуобмотку трансформатора VT2. Во второй полупериод ток протекает через замкнутый ключ DA2 через нижнюю полуобмотку трансформатора T2. В результате во вторичной обмотке выходного трансформатора индуцируется двухполупериодная ЭДС. Режим работы интегральных прерывателей близок к идеальному, что обеспечивает высокий уровень полезной мощности в нагрузке.
Поскольку в M и ДМ для улучшения качества выходного сигнала на выходе включают конденсаторы, образующие RC-, LC-контуры, то инерционность усилителя в целом возрастает, и в некоторых случаях возникает необходимость учета постоянных времени модулятора ТМ и демодулятора ТДМ.
Существенным недостатком рассмотренных выше схем преобразователей является необходимость применения (для получения двуполярного сигнала) входного либо выходного трансформатора, что увеличивает размеры усилителя. Наиболее перспективным с точки зрения уменьшения размеров, упрощения технологии сборки, унификации всего усилителя, а также повышения надежности является применение преобразователей на базе интегральных ОУ.
Рис. 87. Преобразователи на ОУ
Преобразователи на базе ОУ. Рассмотрим работу преобразователя на базе ОУ с управляемым ключом S в цепи неинвертирующего входа усилителя (рис. 87, а). Модуляция постоянного входного напряжения U?? происходит за счет периодического замыкания и размыкания ключа с частотой опорного напряжения.
B замкнутом состоянии ключ соединяет прямой вход DA с землей и схема работает как инвертор с коэффициентом передачи kП = —1 (U?Ы? = — U??) при условии, что R3 = R1. При разомкнутом ключе S сигнал поступает одновременно на оба входа ОУ. Вследствие большого входного сопротивления по неинвертирующему входу ток через резистор R2 не течет, поэтому потенциал на входе будет равен U??. 3a счет действия OC потенциал на инвертирующем входе также будет равен U??. Ток через резистор R1 не течет, и усилитель работает как повторитель напряжения с коэффициентом kП = +1, т. e. U?Ы? = U??.
Таким образом, на выходе преобразователя напряжение коммутируется от — U?? до + U??, что соответствует двухполупериодной модуляции.
Рассмотренный M по сравнению с преобразователями на транзисторных ключах и интегральных прерывателях имеет то преимущество, что обеспечивает развязку входной цепи ОУ с модулирующими ключами и имеет низкое выходное сопротивление. Недостатком схемы является нарушение баланса усилителя на время одного полупериода коммутации, так как при замкнутом и разомкнутом состояниях ключа S входное сопротивление ОУ различно.
Разбаланса избегают включением на прямом входе ОУ последовательно-параллельного коммутатора из двух ключей S1 и S2 (рис. 87, б), работающих в противофазе. Модуляция постоянного входного сигнала происходит за счет поочередного замыкания ключей S1, S2. Входное сопротивление усилителя при переходе от одного полупериода к другому не изменяется. И при условии идентичности ключей и равенстве сопротивлений резисторов R1, R2, R3 баланс усилителя не нарушается.
Рассмотренные преобразователи (см. рис. 87, а, б) универсальны и могут быть использованы в качестве ДМ.
Принципиальная схема ДМ с одним ключом на транзисторе изображена на рис. 87, в. Для формирования сигнала Uоп в цепь базы транзистора VT включены трансформатор T2, резисторы R2, R3 и диод VD, отсекающий отрицательную полуволну Uоп. В положительные полупериоды Uоп ключ замкнут, так как транзистор VT входит в режим насыщения.
Если переменное входное напряжение, поступающее на вход ОУ с трансформатора T1 через резистор R1, в первый полупериод совпадает по фазе с напряжением Uоп (ключ замкнут), то ОУ выполняет функцию выпрямителя с коэффициентом kП = —1. Bo второй полупериод меняется знак амплитуды входного сигнала, но и ОУ с разомкнутым ключом работает как повторитель с kП = +1. В результате на выходе ОУ получается двухполупериодный выпрямленный сигнал, полярность которого определяется фазой UBX. В качестве ключа можно применить более совершенный интегральный прерыватель (рис. 87, г). Работа схемы и назначение элементов аналогичны описанным к рис. 87, а.
Активные преобразователи. Общим недостатком устройств, построенных на диодных, транзисторных ключах и интегральных прерывателях, является пассивное преобразование сигналов, так как они коммутируют цепь маломощного источника входного сигнала без дополнительного усиления. Использованием ключей в сочетании с ОУ добиваются улучшения качественных показателей преобразователей. Такие устройства обеспечивают развязку цепей усилителя с ключами, не ослабляют сигнал, но и не усиливают его.
Активного преобразования сигнала добиваются применением транзисторов при таком включении, когда маломощный управляющий сигнал подводится к цепи эмиттер-база, а переход эмиттер-коллектор служит в качестве прерывателя в цепи мощного источника питания транзисторов. В двухполупериодном ФЧУ на транзисторах (рис. 88) выпрямление и усиление сигнала достигается совместной работой транзисторов VT1 и VT2 и четырех диодов VD1—VD4, образующих вместе с двумя вторичными обмотками трансформатора опорного напряжения T2 и резисторами нагрузки R1, R2 четыре смежных контура. Обмотки T2 включены так, что в каждый полупериод опорного напряжения открыты диоды противолежащих (диагональных) контуров: VD1, VD4 или VD2, VD3. За счет этого происходит поочередное подключение транзисторов VT1, VT2 к резисторам R1 и R2.
При одной полярности опорного напряжения Uоп в первый полупериод по резистору R1 протекает ток транзистора VT2, пропускаемый диодом VD4, а по резистору R2 — ток транзистора VT1, пропускаемый диодом VD1.
Во второй полупериод ток транзистора VT2 через диод VD2 потечет по резистору R2, а ток транзистора VT1 — по резистору R1 через диод VD3. При отсутствии сигнала рассогласования базы и эмиттеры обоих транзисторов оказываются закороченными. Небольшие, но равные по силе начальные коллекторные токи, протекая по резисторам R1 и R2 в противоположных направлениях, создают взаимно компенсирующие падения напряжений, и UВЫХ= 0.
При подаче входного сигнала, поступающего на базы VT1 и VT2 с трансформатора T1 в противофазе, сопротивления транзисторов изменяются, что приводит к нарушению условия компенсации в схеме и появлению выходного напряжения. Возрастающий ток открывающегося транзистора (например, VT1) будет создавать большее падение напряжения на одном из резисторов (например, R1). При этом большим окажется падение напряжения на этом резисторе и во втором полупериоде, так как со сменой фазы входного сигнала по R1 протекает увеличенный ток транзистора VT2. Благодаря включению в схему диодов обеспечивается защита коллекторных переходов транзисторов от обратных напряжений в нерабочие периоды. Питание транзисторов становится пульсирующим, что улучшает энергетические показатели каскада (повышается КПД и уменьшается мощность рассеяния транзисторов). Нагрузками рассмотренного устройства являются обмотки управления дифференциальных магнитных усилителей, ЭМП, ЭМУ, ЭПМ.
Дискретные преобразователи. Устройства, предназначенные для преобразования медленно изменяющихся непрерывных сигналов в последовательность прямоугольных импульсов с переменным параметром (частотой, амплитудой, длительностью), называются дискретными преобразователями. Наибольшее распространение получили широтно-импульсные модуляторы и фазосдвигающие устройства.
Рис. 90. ШИМ на транзисторах
Широтно-импульсные модуляторы (ШИМ) — преобразователи, формирующие импульсы переменной длительности (скважности), зависящей от входного сигнала. Под скважностью ? понимается отношение длительности периода повторения импульсов T к длительности импульса tи: ? = T/tи (рис. 89).
Преобразование сигналов осуществляется с помощью бесконтактного релейного устройства, сравнивающего непрерывный входной сигнал UBX c пилообразным опорным напряжением Uоп. В моменты равенства абсолютных значений этих напряжений (U? = 0) периодически срабатывает реле, и на его выходе появляются импульсы UВЫХ длительности tи, зависящей от уровня входного сигнала. Полярность опорного напряжения Uоп выбирают такой, чтобы при отсутствии управляющего сигнала оно не изменяло состояния реле и не приводило к самовозбуждению от незначительных помех.
В качестве релейных элементов могут быть применены компараторы, построенные на основе интегральных ОУ, пороговые элементы, триггеры с положительной ос в коллекторной и эмиттерной цепях. Примером релейного элемента может служить триггер Шмитта А, собранный на транзисторах VT1, VT2 и отличающийся от симметричного триггера отсутствием связи коллектора VT2 с базой VT1 (рис. 90, a). В исходном состоянии транзистор VT2 открыт за счет положительного смещения, созданного делителем R2, R3, Rсм, транзистор VT1 закрыт запирающим напряжением, создаваемым на резисторе R4 током насыщения транзистора VT2. C подачей входного сигнала U? положительной полярности состояние схемы лавинообразно меняется на противоположное: VT1 открывается, падение напряжения на резисторе R2 возрастает, а на резисторе R4 уменьшается, что приводит к уменьшению запирания транзистора VT1. Транзистор VT2 закрывается вследствие уменьшения напряжения смещения на резисторе Rсм. При снятии входного сигнала триггер возвращается в исходное состояние в результате действия эмиттерной положительной OC, реализованной с помощью резистора R4.
В зависимости от схемы ШИМ импульсы на выходе преобразователя могут быть однополярными или разнополярными. Однополярные импульсы формируются в виде последовательности импульсов разной скважности (рис. 90, б), полярность которых зависит от знака входного сигнала. При сигнале, равном нулю, импульсы на выходе отсутствуют. Разнополярные импульсы представляют собой последовательность импульсов чередующейся полярности (рис. 90, в).
B зависимости от знака рассогласования длительность t1 импульсов одной полярности преобладает над длительностью t2 импульсов другой полярности, а в сумме длительности этих импульсов составляют период повторения импульсов: t1 + t2 = T. При отсутствии входного сигнала с выхода ШИМ снимаются разнополярные импульсы одинаковой длительности.
ШИМ, формирующий однополярные импульсы (см. рис. 90, а), симметричен и состоит из двух триггеров Шмитта на транзисторах VT1—VT4 и двух источников пилообразного напряжения, собранных на RС - цепочках и вторичных обмотках трансформатора T. Схема включения диода VD1 (VD2) такова, что создаваемое на резисторе R1 (R5) токами перезаряда конденсатора C1 (C2) пилообразное напряжение будет прикладываться к базе VT1 (VT3) в полярности, при которой транзистор будет еще больше запираться. При отсутствии входного сигнала с выходов 1 и 2 ШИМ снимается постоянное напряжение. С приходом управляющего сигнала U?? начинает коммутироваться та половина схемы, на вход которой поступил положительный сигнал (на рис. 90, а — верхняя). Смена полярности входного сигнала приведет в действие нижнюю половину ШИМ, и на выходе 2 появятся импульсы переменной скважности.
Схема ШИМ, изображенная на рис. 91, построена по аналогичному принципу, но на ОУ. Опорное напряжение треугольной формы вырабатывается ГТИ, собранном на ОУ DA1 и DA2. Назначение элементов и работа ГТИ соответствуют описанию к рис. 84, б. В качестве релейного элемента применен одновходовый компаратор DA3, формирующий на выходе двуполярные импульсы со скважностью, зависящей от амплитуды управляющего сигнала. При соотношении UBX — Uоп < 0 на выходе ШИМ будет импульс положительной полярности, при смене знака разности на выходе формируется импульс отрицательной полярности.
Рис. 91. ШИМ на ОУ
Фазосдвигающие устройства (ФСУ) являются дискретными преобразователями, предназначенными для выработки управляющих тиристорами импульсов, фаза которых зависит от амплитуды сигнала управления.
ФСУ, связывающее выходной каскад на тиристорах с предварительным усилителем, является важнейшим элементом не только усилителя, но и всего привода, определяя надежность его работы, качественные показатели и размеры. В связи с этим к ФСУ предъявляют жесткие требования по амплитуде, ширине и крутизне фронта управляющего импульса, а также по быстродействию.
ФСУ могут быть построены на базе транзисторов, диодов, тиристоров, ОУ. Некоторые схемные решения ФСУ приведены на рис. 92.
Особенностью устройства, схема которого дана на рис. 92, а, является работа по принципу «вертикального» управления. Структурно подобного рода ФСУ состоит (рис. 92, б) из генератора пилообразного напряжения ГПН, дискретного элемента ДЭ, формирователя импульсов ФИ и генератора импульсов ГИ. Уровень напряжения управления UBX, поступающего с УПТ, меняется в зависимости от рассогласования. В дискретном элементе осуществляется сравнение UBX с пилообразным напряжением Un и преобразование непрерывного сигнала в дискретный. Импульс с ФИ вырабатывается в момент изменения знака разности указанных напряжений, а угол его сдвига ? определяется значением UBX. Генератор импульсов выдает управляющий импульс, длительность которого достаточна для нарастания тока тиристора до его удержания.
В схеме на рис. 92, а в качестве дискретного элемента ФСУ применен ШИМ, собранный на транзисторах VT1 и VT2 и работающий аналогично устройству, рассмотренному на рис. 90, а. В коллекторной цепи транзистора VT2 протекает ток, имеющий форму прямоугольных импульсов с длительностью, определяемой величиной управляющего напряжения UBX. Снимаемый с выхода ШИМ прямоугольный импульс поступает на формирователь импульса в виде цепочки C1, VD2 и дифференцируется. Образующийся по переднему фронту положительный короткий импульс отсекается диодом VD2, а по заднему фронту отрицательный импульс через диод VD3 подается на вход генератора импульсов, выполненного по схеме ждущего блокинг-генератора на транзисторе VT3, с трансформаторной обратной связью.
Транзистор VT3, нагруженный первичной обмоткой импульсного трансформатора T2, открывается с подачей на базу короткого отрицательного импульса. Протекающий по первичной обмотке w1 ток создает в обмотке w3 ЭДС, приложенную к базе транзистора VT3 и поддерживающую в ней ток после снятия короткого входного импульса. Для исключения ложных срабатываний от посторонних импульсов в цепи база—коллектор транзистора VT3 предусмотрен конденсатор C2, снижающий чувствительность блокинг-генератора к коротким импульсам. Диод VD4 служит для снятия противоЭДС, запасенной в обмотке wl трансформатора T2. Управляющий импульс снимается с вторичной обмотки w2 и поступает на управляющий электрод тиристора.
Рис. 92. Фазосдвигающие устройства
В схеме ФСУ, изображенного на рис. 92, в, исключено сравнение пилообразного опорного напряжения с управляющим [16]. Регулируемое по значению постоянное управляющее напряжение в данном устройстве является источником питания ГПН и непосредственно поступает на его вход. Основу ГПН составляет аналог двухбазового диода (АДД), выполненный на транзисторах VT2, VT3 разной проводимости. Конденсатор C служит для управления диодом путем накопления заряда. При отсутствии управляющего сигнала АДД закрыт за счет смещения, создаваемого делителем R2, R3. При поступлении отрицательного сигнала управления конденсатор начинает заряжаться через резистор R1. Отпирание АДД и разряд конденсатора через диод происходят в момент равенства напряжений в точках A и B. Ток разряда конденсатора проходит по первичной обмотке импульсного трансформатора T2 и формирует во вторичной обмотке управляющий импульс. Чем больше уровень напряжения управления, тем быстрее срабатывает АДД и появляется управляющий импульс.
Для синхронизации работы ФСУ с напряжением питания тиристора применен транзистор VTl, к базе которого приложено выпрямленное с помощью диодов VD2, VD3 опорное напряжение. Большую часть периода транзистор VT1 закрыт и не влияет на работу ГПН. В моменты перехода Uоп через нуль транзистор VT1 открывается и к нижней обмотке конденсатора C через резистор R1 и диод VD1 прикладывается положительное напряжение, и конденсатор разряжается.Этим достигается совпадение начала нового заряда конденсатора и начала нового полупериода напряжения питания тиристора.
Схема управления, изображенная на рис. 92, а, наиболее проста и содержит в качестве синхронизатора тиристор. Выходные импульсы формируются при разряде конденсатора C через первичную обмотку трансформатора T и тиристор VS в момент подачи управляющего импульса на этот тиристор.
Как недостаток данного ФСУ следует отметить высокий уровень напряжения на элементах схемы, а, как известно, максимальные значения напряжений, прикладываемых к тиристору, по техническим условиям не должны превышать половины их максимально допустимых значений.
Назад | Содержание
| Вперед
Приборные следящие приводы
10.2. ПРИБОРНЫЕ СЛЕДЯЩИЕ ПРИВОДЫ
Приборные СП относятся к маломощным приводам, работающим с малыми напряжениями и токами, и рассчитаны на небольшие нагрузки в виде указателей, шкал и т. п.
Название — приборные — они получили, так как их применяют в измерительных приборах, принцип работы которых основан на компенсационном методе измерения. Известно, что метод непосредственного измерения неэлектрических величин проще, чем другие, но не отличается особой точностью вследствие влияния внешних условий, например температуры. Компенсационный метод измерения точнее метода отклонения и основан на сравнении момента, пропорционального измеряемой величине, e эталонным моментом, создаваемым противодействующим элементом, например пружиной.
В высокопрецизионных приборах позиционные (противодействующие) и скоростные (демпфирующие) моменты создаются сигналами, сформированными OC приводов. Эти СП осуществляют автоматическое уравновешивание моментов или напряжений с помощью двигателей. Например, в приборе, схема которого дана на рис. 120, величина, пропорциональная разбалансу моста, через усилитель A подается на двигатель M, который с помощью редуктора q приводит систему к положению равновесия.
Рис. 120. Автокомпенсационная схема
С помощью такого прибора можно автоматически измерять сопротивления, индуктивности, емкости, а также осуществлять математические операции. Так как момент равновесия моста определяется соотношением R1R4 = R2R3 то, например, R3= R1R4/R2. Следовательно, с помощью такого прибора можно выполнять операции умножения, деления, а также вычислять различные функции. Это с успехом применяется в аналоговых ЭВМ или блоках решения централи летательных аппаратов.
Наконец, если вместо резистора R3 в схеме на рис. 120 поставить датчик, a с редуктором q связать стрелку указателя Н, то получим высокоточный прибор для измерения неэлектрической величины.
Два способа измерения барометрической высоты с применением местного СП (рис. 121, а) и дистанционного СП (рис. 121, б) иллюстрирует рис. 121.
Чувствительным элементом указателя высоты H в первой схеме является сильфон BP, реагирующий на изменение внешнего давления p относительно внутреннего p0. С помощью поводка, сектора и трубки q1 шток сильфона связан с ротором 1 индукционного датчика BC. Последний снабжен расположенными на статоре обмоткой возбуждения 2 и сигнальной обмоткой 3, состоящей из двух полуобмоток, включенных дифференциально. Ротор BC выставлен на земле в нейтральное положение, U? = 0.
Рис. 121. СП указателя высоты
Прогиб сильфона при изменении высоты полета вызывает поворот ротора BC относительно статора. Электрический сигнал рассогласования поступает на усилитель A и далее на двигатель М, нагруженный стрелочным индикатором высоты H. Двигатель через редуктор q2 поворачивает стрелку индикатора и одновременно статор датчика BC в сторону уменьшения рассогласования.
Принцип дистанционного измерения высоты применен в указателе, показанном на рис. 121, б. В качестве датчика и приемника служат индуктивные датчики B1 и B2, включенные по дифференциальной схеме. Сердечник датчика B1 жестко связан с сильфоном BP и повторяет его колебания при изменении давления p с высотой. Сердечник приемника B2 с помощью СП отслеживает положение сердечника B1, а вместе с ним перемещается и стрелка указателя H.
Рассмотренные указатели высоты устанавливают, например, на пассажирских самолетах: стрелочный индикатор размещают на приборной доске, и по перемещению стрелки указателя относительно градуированной шкалы летчик узнает высоту над землей. Точность работы дистанционного указателя выше, так как чувствительный элемент в этом приводе может располагаться не на приборной доске, испытывающей вибрацию, а в более спокойном месте, например в фюзеляже.
Приборные СП находят широкое применение:
в системах автокомпенсаторов, автоматических мостах и потенциометрах;
в интегрирующих приводах, навигационных приборах, вычисляющих путь, географические координаты; преобразователях координат;
в качестве корректирующих следящих приводов;
для индикации угловых положений летательных аппаратов и связи их с другим оборудованием; выработки и подачи в автопилот сигналов, пропорциональных отклонению самолета от заданных углов по каналам курса, крена, тангажа; в РЛС для создания круговой развертки на экране индикаторного блока и т. п.
В последнем случае широкое применение находят потенциометрические или индукционные СП с диапазоном работы в пределах 360°.
Рассмотрим особенности построения приборных СП. Сравнительно небольшая мощность управления двигателями позволяет строить усилители приборных СП на базе полупроводниковых элементов (транзисторов, микросхем). Усилитель должен иметь высокий коэффициент усиления (для обеспечения повышенной добротности) и хорошие динамические свойства. Желательно, чтобы усилитель был безынерционным или в крайнем случае инерционным звеном первого порядка по отношению к полезному сигналу. Это осложняется наличием в усилителе нескольких преобразующих каскадов, фильтров, а также требованием высоких избирательных свойств.
Рис. 122. Структурные схемы приборного СП
В качестве измерителей рассогласования могут служить как элементы на переменном токе (индукционные датчики), так и элементы на постоянном токе (потенциометры). Кроме того, на вход усилителя может поступать управляющий сигнал с аналоговой ЭВМ, постоянный по физической природе. ЭВМ обладает большим выходным сопротивлением, поэтому для согласования нагрузок применяют устройства, имеющие большое входное сопротивление (повторители напряжения).
Ha вход усилителя, как правило, наряду с полезным сигналом поступает паразитное напряжение. В случае индукционных измерителей это напряжение складывается из квадратурной составляющей первой гармоники и высших гармоник и сдвинуто относительно полезного сигнала на 90°. В случае потенциометрических датчиков это напряжение шумов, вызываемое переходом щетки с витка на виток. Паразитное напряжение приводит к насыщению усилителя, увеличению нагрева двигателя и к дополнительной погрешности СП.
Во избежание этого на входе усилителя следует применять фазовый дискриминатор, отфильтровывающий напряжения, сдвинутые на 90°.
В качестве исполнительных устройств в приборных СП применяют асинхронные двигатели переменного тока (ДИД, АДП, ДГ) и двигатели постоянного тока малой мощности (ДПР, ПЯ, МИГ).
СП переменного тока. Большое распространение получили СП переменного тока с асинхронными двигателями, так как они надежны в работе и экономичны, имеют меньшие массу и размеры, чем двигатели постоянного тока.
Простота управления и согласования с усилителями переменного тока делают асинхронные двигатели незаменимыми в быстродействующих приборных СП. Применение асинхронных двигателей обусловливает необходимость, чтобы управляющий сигнал был переменным и совпадал по частоте и фазе с напряжением сети. При использовании индукционных датчиков в самой измерительной схеме происходит преобразование измеряемого параметра в огибающую напряжения несущей частоты (модуляция). При этом структура привода проста и соответствует схеме на рис. 122, a. В случае ИР постоянного тока в усилителе всегда применяется модулятор, преобразующий постоянное напряжение в огибающую напряжения несущей частоты.
Рис, 123. Принципиальная схема СП указателя высоты
Структура приборного СП в большой степени определяется жесткостью требований к точности привода. В приводе повышенной точности для обеспечения устойчивости на вход усилителя кроме сигнала рассогласования необходимо подать его производную, для чего вводят сигналы, пропорциональные угловой скорости входного и выходного валов G датчиков скоростей BRl, BR2 (рис. 122, б).
В приводах менее ответственных устройств коррекция может быть осуществлена дешевыми и простыми последовательными RC-контурами, хорошо вписывающимися в тракт усиления, но требующими включения демодулятора UR и модулятора UB (рис. 122, в). Наиболее простыми, стабильными и дешевыми приборные СП получаются в случае, если все усиление, преобразование и коррекция сигналов осуществляются на переменном токе.
Принцип работы подобного привода рассмотрим на примере СП указателя барометрической высоты (рис. 123), функциональная схема которого была приведена на рис. 121, a. В качестве измерителя рассогласования применен индукционный датчик B, ротор которого механически связан с мембранной коробкой и перемещается относительно обмоток статора на угол ? при изменении высоты H.
Сигнал рассогласования, формируемый дифференциальной вторичной обмоткой статора, через разделительный конденсатор C1 и резистор R1 поступает на трехкаскадный усилитель. Первые два каскада, выполненные на ОУ DA1 и DA2, образуют предварительный усилитель напряжения. Усилитель DA1 с резистором R4 в цепи ОС служит для суммирования сигнала рассогласования с сигналом корректирующей ОС, поступающим через резистор R2 на тот же вход усилителя. Между входами DA1 для защиты усилителя от перегрузок при больших входных сигналах включены стабилизаторы VD1 и VD2. Выходной сигнал через фильтр C3R5 поступает на вход второго ОУ DA2, выполняющего роль усилителя напряжения с коэффициентом усиления kп = R7/R6.
Для выравнивания режимов работы внутренней схемы микросхем ОУ через резисторы R3 и R8 подсоединены к корпусу. В качестве ОУ применены микросхемы К153УД2. Конденсаторы C2 и C4 выполняют функцию частотой коррекции. Для регулирования коэффициента усиления усилителя служит переменный резистор R7. Резистор R9 определяет коэффициент передачи усилителя напряжения.
Выходной сигнал усилителя напряжения поступает на усилитель мощности, собранный по двухтактной схеме на транзисторах VT3 и VT4 и комплементарном фазоинверсном каскаде, состоящем из транзисторов VT1 и VT2. Нагрузкой усилителя является обмотка управления двигателя ДГ-0.5ТА, включенная между выходом усилителя и шиной нулевого потенциала. Сигнал усиливается попеременно транзисторами верхнего и нижнего плеч усилителя. Однако это изменение напряжения должно происходить относительно постоянного уровня.
Действительно, при UУ = 0 транзисторы VT3, VT4 находятся в одинаковом состоянии — открыты.
При условии R10 = R11 и R12 = R13 ток покоя транзистора VT3 протекающий через обмотку управления двигателя от «+UП» к средней точке, будет компенсироваться током покоя транзистора VT4, протекающим в обратном направлении через обмотку от средней точки к «—UП». При положительном входном сигнале коллекторный ток транзистора VT1 уменьшится, а транзистора VT3 возрастет в нижнем плече, наоборот, ток транзистора VT2 увеличится, а ток транзистора VT4 уменьшится. В результате по обмотке управления протекает разностный ток IК3 - IК4, фаза которого определяется фазой входного сигнала.
Конденсаторы C5, C6 являются фильтрами цепей питания.
При работе выходных транзисторов на индуктивную нагрузку (обмотку управления) появляется отрицательный импульс напряжения, который в момент открывания выходного транзистора создает на переходе база — эмиттер напряжение, превышающее допустимое. Для ограничения обратного напряжения в цепь коллектор — эмиттер каждого выходного транзистора включается ограничитель на диодах VD3, VD4.
Ток в обмотке управления двигателя создает переменный магнитный поток, от воздействия которого с потоком возбуждения появляется момент вращения. Двигатель через редуктор поворачивает статор датчика B на угол ? вслед за ротором, уменьшая сигнал рассогласования, и одновременно стрелку указателя высоты Н, расположенного на пульте управления пилота.
Целесообразно использование в этом приводе в качестве корректирующего сигнала о тахогенератора BR, встроенного в одном корпусе с двигателем и не требующего дополнительных конструктивных усложнений.
Рассмотренный приборный привод может быть использован не только как указатель высоты, но и в качестве измерителя рассогласования в канале управления высотой полета летательного аппарата. С этой целью (см. рис. 121, a) с выходным редуктором q через электромагнитную муфту YC связывают движок потенциометра RP. Муфта включается от кнопки, установленной на пульте управления, с указанием такой высоты, которую необходимо выдержать.
Движок потенциометра до включения кнопки удерживается центрирующими пружинами в нейтральном положении. После включения кнопки всякое отклонение от заданной на пульте барометрической высоты H преобразуется в отклонение движка потенциометра, и электрический сигнал, пропорциональный этому отклонению, т. e. Н, поступает в канал руля высоты автопилота.
Достоинство рассмотренного СП заключается в сравнительной простоте при проектировании и изготовлении. Кроме того, меньшее число составляющих элементов обеспечивает максимальную надежность привода. Однако включение КУ переменного тока накладывает жесткие требования к фазировке напряжений по всей схеме. Выходная мощность такого СП не превышает десятка ватт.
Для обеспечения большей мощности (до 100 и более ватт) и больших выходных токов усилитель мощности строят по схеме эмиттерного повторителя с использованием составных транзисторов разной проводимости.
Приборные СП постоянного тока. В качестве ИУ такие СП содержат двигатели постоянного тока серий ДПР с возбуждением от постоянного магнита, МИГ, MPM и ПЯ, отличающиеся высоким быстродействием. Вследствие наличия коллектора двигатели постоянного тока уступают асинхронным, но их электромеханические характеристики (КПД, развиваемый на единицу массы момент), а также пусковые качества значительно выше соответствующих показателей двигателей переменного тока. Так как у асинхронных двухфазных двигателей при неправильном согласовании сопротивлений источника и ротора может возникнуть явление «самохода» (непрерывный разгон ротора при UУ = 0), применение двигателей постоянного тока в некоторых СП является единственно возможным вариантом. Кроме того, использование двигателей с печатным якорем, обладающих высоким быстродействием, — это одно из средств повышения быстродействия.
В СП повышенной точности, в которых использование силовых редукторов вследствие наличия в них зазоров и кинематических погрешностей недопустимо, целесообразно применять тихоходные безредукторные двигатели постоянного тока с независимым возбуждением.
Такие электродвигатели соединяют непосредственно с OP. Однако эти двигатели не позволяют получить достаточных моментов при приемлемых размерах и мощностях управления.
Развитие полупроводниковой техники, появление мощных транзисторов позволяет создать СП постоянного тока e высоким КПД и высокими динамическими свойствами. В качестве усилителей, как правило, применяют операционные усилители e выходным каскадом на транзисторах. Выходные каскады выполняют по мостовой схеме при непосредственном включении якоря электродвигателя либо по дифференциальной схеме при управлении по обмотке возбуждения. Следует помнить, что управление по цепи якоря помимо большого быстродействия обеспечивает более плавное изменение частоты вращения двигателя и больший диапазон изменения скорости.
В качестве измерителей рассогласования могут служить как индукционные элементы, так и потенциометры. Кроме того, сигнал постоянного тока может поступать с аналоговой ЭВМ или вычислителя. При наличии управляющего сигнала постоянного тока предварительный усилитель строится по схеме M — ДМ.
Тип КУ, вводимого в СП, зависит от жесткости требований к точности. Однако, как правило, в таких приводах используют последовательные КУ на пассивных контурах.
Приборные СП постоянного тока применяют в качестве элементов аналоговых ЭВМ, спецвычислителей, в качестве интегрирующих приводов, в приборах и устройствах автоматического контроля и измерения, в задающих и компенсирующих устройствах.
В качестве примера рассмотрим схему интегрирующего привода (рис. 124), предназначенного для коррекции погрешности мощного СП сигналом, пропорциональным интегралу от входного воздействия. Структурно привод соответствует схеме скоростного СП, представленной на рис. 9. В качестве исполнительного применен двигатель ДПР-32 мощностью 1,8 Вт. Для получения интегрирующего эффекта главная ОС по скорости сформирована с помощью тахогенератора BR постоянного тока типа ТГП-1, соединенного с валом двигателя M с помощью фрикционной муфты Y.
Рис. 124. Принципиальная схема интегрирующего привода
Сигнал с тахогенератора поступает на вход усилителя, где сравнивается с сигналом UBХ c задающего устройства и выявляется погрешность рассогласования: U? = UBХ — UТГ. Если допустить, что привод идеальный и U? = 0, то UТГ = UBХ или kТг p? = UBХ .
Откуда
т. e. угол поворота выходного вала привода пропорционален интегралу по времени от напряжения UBХ.
Следует заметить, что в реальных приводах процесс интегрирования сопровождается погрешностью, определяемой статическими погрешностями всех составляющих элементов и в первую очередь погрешностью тахогенератора.
Выходной величиной интегрирующего СП является напряжение UBЫХ, снимаемое с вращающегося трансформатора TE типа ВТ-ЗА, связанного e валом двигателя посредством редуктора q e передаточным числом i = 7500.
В качестве предварительного усилителя напряжения служит усилитель постоянного тока e двойным преобразованием сигнала, удовлетворяющий высоким требованиям к дрейфу нуля. Первый каскад усилителя, собранный на ОУ DA1, используется как сумматор сигнала UBХ, подаваемого на вход через резистор R1, и сигнала UТГ поступающего через резистор R2. Входной сигнал и сигнал ОС подаются на инвертирующий вход DA1, соответственно неинвертирующий вход через резистор R3 соединяется с общей шиной. Отношения сопротивлений резисторов R4, R1 и R4, R2 должны быть равны 1, так как каскад выступает в роли повторителя напряжения.
Для обеспечения запасов устойчивости привода в схеме усилителя применен активный корректирующий контур, собранный на усилителе DA2 и элементах C1, C2, R5, R7 и реализующий передаточную функцию
Модуляция скорректированного постоянного сигнала осуществляется поочередным замыканием и размыканием ключа, собранного на транзисторе VT1 и элементах, формирующих опорное напряжение: трансформаторе T1, диоде VD1 и резисторах R11, R12. Входной сигнал через резисторы R8, R9 попадает на инвертирующий вход, а через резисторы R8, R10 — на неинвертирующий вход усилителя DA3. В замкнутом состоянии ключ шунтирует прямой вход DA3 на землю, и сигнал, проходя через усилитель, инвертируется в один из полупериодов; в другой полупериод, когда ключ разомкнут, сигнал не инвертируется, что соответствует двухполупериодной модуляции.
Для получения коэффициента передачи схемы kп = 1 необходимо, чтобы сопротивления резисторов входной цепи и цепи OC были равны, т. e. R13 = R9 = R10.
Сигнал с выхода модулятора через разделительный конденсатор C3 поступает на каскад усилителя напряжения, собранный на микросхеме DА4, резисторах R14—R16. Коэффициент передачи каскада определяется отношением сопротивлений резисторов R16 и R14. Усиленный сигнал поступает на вход демодулятора, собранного на усилителе DA5, резисторах R17—R20 и транзисторном ключе.
Работа ДМ аналогична работе рассмотренного ранее М, но ДМ имеет вход по переменной составляющей. Ключ ДМ собран на транзисторе VT2, диоде VD2, резисторах R21, R22 и трансформаторе T1 опорного напряжения. Если управляющий сигнал совпадает по фазе с опорным, демодулятор выполняет функцию двухполупериодного выпрямителя e коэффициентом передачи kп = - 1, если в противофазе — то с коэффициентом kп = +1.
Для преобразования выпрямленного сигнала в двуполярный использованы усилители DA6, DA7 с коэффициентами передачи, определяемыми отношениями R24/R23 и R27/R26. Резисторы R3, R6, R15, R25 обеспечивают режим работы усилителей по току. В качестве операционных усилителей можно применить микросхему 140УД1Б, для которой требуется небольшое число элементов коррекции.
С выхода усилителя напряжения двуполярный сигнал через резисторы R28, R29 подается на вход усилителя мощности, выполненного в виде четырехплечевого моста на транзисторах VT3—VT10 и резисторах R30—R39. Каждое плечо образовано параллельным включением силового и дополнительного транзистора по схеме с общим эмиттером для увеличения максимального тока нагрузки. Чтобы исключить перегрев одного из транзисторов, в цепь эмиттера каждого из транзисторов включены резисторы OC: R32—R37. В качестве эмиттерных нагрузок транзисторов VT6, VT8 включены диоды VD3, VD4. Источник питания подключен в одну диагональ, а нагрузка в виде якорной обмотки двигателя M — в другую диагональ моста. В остальном работа выходного каскада аналогична работе выходного каскада, показанного на рис. 97.
При отсутствии управляющего сигнала ток в мосте отсутствует, и двигатель M обесточен. С приходом управляющего сигнала отпирается пара диагонально противоположных плеч, и по якорю двигателя начнет протекать ток определенного напряжения. Двигатель вращает тахогенератор BR1 с выходной обмотки которого снимается напряжение, пропорциональное частоте вращения вала двигателя. Напряжение OC через делитель R40, R41 поступает на вход усилителя СП.
Для коррекции привода применен RC-контур, включенный в тракт усиления сигнала (R5, C1, C2, R7), но возможно также применение магнитоиндукционного или масляного демпфера, конструктивно закрепляемого на одном валу с двигателем.
Рассмотренный привод обеспечивает высокое быстродействие и высокую точность интегрирования как медленно меняющихся входных сигналов, так и сигналов, изменяющихся по гармоническому закону.
В заключение следует отметить, что приборные СП как постоянного, так и переменного тока отличаются малыми размерами и массами, высоким КПД и достаточно высокими динамическими свойствами. В приборных приводах существует возможность применения компактных типовых редукторов, повышающих надежность, технологичность приводов и одновременно снижающих себестоимость изготовления СП. В перспективе возможно изготовление стандартного ряда приборных СП, различающихся по мощности.
Назад | Содержание
| Вперед
Технические данные двигателей типа ДИД
ПРИЛОЖЕНИЕ
?1. Технические данные двигателей типа ДИД
?2. Технические данные двигателей типа АДП
П3. Технические данные двигателей типа ДГ
?4. Технические данные двигателей типа МИ
П5. Технические параметры аксиально-поршневых насосов типа ПД и гидромоторов типа ПМ
?6. Технические данные электромашинных усилителей
?7. Технические данные сельсинов
?8. Технические данные вращающихся трансформаторов
?9.h - функций единичных трапеций
?10. Технические данные двигателей типа П
?.11. Технические данные двигателей серии ДПМ
?.12. Технические данные двигателей серии ДИ
Назад | Содержание
| Вперед
Примеры следящих приводов
1.4. ПРИМЕРЫ СЛЕДЯЩИХ ПРИВОДОВ
Современные технические комплексы характеризуются наличием ряда СП, различных по назначению, но образующих единую функциональную систему управления объектом. В качестве примера рассмотрим РЛС сопровождения цели, систему автоматического управления ЛА и схему управления промышленным роботом.
РЛС сопровождения цели. Задача, решаемая РЛС, сводится к обеспечению вращения зеркала антенны 3 (рис. 11, а) в плоскостях перемещения цели. Конструктивно антенна имеет две оси вращения и снабжена двумя СП, обеспечивающими вращение по азимуту (ось 2) и перемещение по углу места (ось 1). Для автоматического сопровождения цели антенна осуществляет направленную передачу импульсов и прием импульсов, отраженных от цели. При отклонении цели от электрической оси 4 антенны на угол ? в приемное устройство A1 поступают импульсы, модулированные по амплитуде. Глубина модуляции определяется отклонением цели от оси антенны, а фаза зависит от направления отклонения. В приемном устройстве выделяется огибающая отраженных импульсов и формируются два напряжения рассогласования U?a и U?.у.м, пропорциональных отклонению цели от равносигнальной зоны по азимуту и углу места. Эти напряжения после предварительного усиления подаются на управляющие обмотки электромашинного усилителя G, возбуждающие двигатель M в соответствующем канале. Двигатели через редукторы q поворачивают зеркало антенны одновременно по азимуту и углу места до тех пор, пока электрическая ось антенны не совместится с направлением на цель и напряжения сигнала ошибки и электромашинного усилителя не станут равными нулю,
Особенности данных приводов заключаются в том, что их замыкание происходит через пространство и цель, реальные задающая и исполнительная оси отсутствуют, а ошибка рассогласования определяется в виде разности углового положения электрической оси антенны и направления на цель, поэтому напряжение рассогласования вырабатывается не обычными датчиками угла, а с помощью радиолокационных устройств,
Ручное управление антенной осуществляется с помощью дополнительного СП, включенного в канал вращения антенны по азимуту. Для этой цели используются два сельсина: BC, соединенный с ручкой управления на пульте оператора, и BE, ротор которого вращается по азимуту вместе с осью колонки антенны. Если за дающий и принимающий валы и связанные с ними сельсины находятся в согласованном положении, то напряжение на вторичной обмотке сельсина BE равно нулю. Двигатель азимутального канала обесточен, и, следовательно, привод находится в состоянии покоя. При отклонении любого из валов от положения согласования выходное напряжение сельсина BE через усилитель A2 обеспечивает включение азимутального двигателя M и вращение антенны по азимуту.
Рис. 11. РЛС сопровождения цели
Для зрительного определения координат цели служат отсчетные устройства в виде подвижных шкал Шy.м, Ша и неподвижных указателей, закрепленных непосредственно или через передаточные механизмы на соответствующих осях вращения антенны.
РЛС, устанавливаемые на самолетах или кораблях, снабжаются дополнительной системой стабилизации основания антенны для исключения влияния углового перемещения подвижного объекта, искажающего радиолокационное изображение. Для стабилизации положения основания антенны его закрепляют в двойном карданном подвесе (рис, 11, б), оси которого управляются с помощью двух СП.
Рассмотрим устройство и принцип работы РЛС, например, относительно оси X. При отклонении корпуса объекта на угол ? от горизонтального положения появляется сигнал с датчика BCx, статор которого закреплен в корпусе объекта, а ротор связан с неподвижной в пространстве осью стабилизирующего гироприбора ГП. Этот сигнал сравнивается с сигналом датчика BEx, расположенного на указанной оси стабилизатора и совершающего движение вместе с подвижным объектом. Разностный сигнал через усилитель Ax подается на приводной двигатель Mx, который, отрабатывая сигнал, сообщит оси X угловое перемещение, противоположное угловому перемещению объекта, осуществляя стабилизацию положения электрической оси антенны относительно оси X.
С помощью второго СП обеспечивается стабилизация относительно оси Y, в результате чего основание антенны остается неподвижным в плоскости горизонта.
Система автоматического управления полетом ЛА. Функциональная схема системы управления полетом ЛА по курсу дана на рис. 12, а. Структурно (рис. 12, б) система состоит из двух контуров: внутреннего — рулевого привода РП, обеспечивающего стабилизацию режима полета при неизменном курсе (?3 = const), и внешнего — автопилота АП, предназначенного для управления полетом (изменения курса).
Управляемым объектом СП внешнего контура является ЛА, выходной координатой — угол рыскания ?. Для измерения углового положения ЛА применяется гироприбор ГП, ось которого заранее выставлена вдоль продольной оси самолета. Сохраняя неизменным свое положение в течение всего полета, ось ГП служит указателем курса. В режиме стабилизации при отклонении ЛА от заданного курса с потенциометра B2, закрепленного в корпусе ЛА и перемещающегося с ним относительно движка, связанного с осью ГП, снимается сигнал U?. Этот сигнал поступает на рулевой привод РП, отклоняющий руль направления ЛА. При отклонении руля возникает аэродинамический момент относительно оси OZ, разворачивающий самолет по курсу до тех пор, пока сигнал с B2 не станет равным нулю. Разворот ЛА по курсу (управление) осуществляется путем соответствующей установки задающего потенциометра B1, расположенного в кабине летчика и электрически связанного с потенциометром B2 гироприбора. В режиме управления и при наличии ошибки рассогласования UBX обеспечивается включение рулевого привода, отклонение руля и разворот ЛА на заданный угол.
Внутренний контур является исполнительным устройством системы управления (внешнего контура) и одновременно самостоятельным СП. Управляемым объектом этого СП является руль направления, выходной координатой — положение руля ??. Для определения положения руля в OC служит потенциометр B3, сигнал UОС с которого сравнивается с управляющим сигналом U??. Разностный сигнал U? усиливается в усилителе A и подается на рулевую машину PM, отклоняющую руль самолета до исчезновения ошибки рассогласования.
В качестве PM могут быть использованы электрические, пневматические, но наибольшее применение получили электрогидравлические рулевые машины (рис. 12, б), включающие электрогидравлический усилитель ЭГУ, гидродвигатель ГД и потенциометр обратной связи B3.
Рис. 12. Схемы системы управления ЛА
СП промышленного робота. Современный этап автоматизации производственных процессов характеризуется внедрением промышленных роботов и манипуляторов, предназначенных для выполнения двигательных функций, аналогичных функциям руки человека при перемещении объектов в пространстве, и оснащенных рабочим органом. Манипуляторы находят широкое применение в машиностроении (для обслуживания станков с ЧПУ, конвейеров), в металлургии (для обслуживания печей, прессов), в атомной промышленности, а также для исследования водных глубин.
Робот, изображенный на рис. 13, а, состоит из захватного устройства 1 и звеньев 3—5, снабженных индивидуальными СП. Каждый привод обеспечивает движение звена в одной плоскости. В результате робот имеет пять степеней подвижности. Привод, расположенный в корпусе 7, осуществляет поворот руки робота вокруг вертикальной оси. Другой привод в этом же корпусе путем выдвижения штока 8 обеспечивает подъем руки в вертикальной плоскости. Привод, расположенный в звене 5, позволяет изменять ход руки за счет перемещения штока 4; другой привод, расположенный там же, посредством штока 3 закрывает и открывает захватное устройство. И, наконец, привод звена 2 осуществляет вращение захватного устройства вокруг собственной оси.
СП робота могут быть электрогидравлическими или пневматическими, но по структуре все они идентичны. Поэтому ниже рассмотрим устройство и принцип работы одного из них, предназначенного для вращения захватного устройства. Функциональная схема его приведена на рис. 13, б.
B рассматриваемом приводе можно выделить три конструктивных блока: силовой блок БС, блок управления БУ и блок задатчика БЗ. Силовой блок составляют гидравлический исполнительный механизм (гидроцилиндр Ц, распределитель P, электромеханический преобразователь Y), редуктор q и вращающийся трансформатор TE.
Блок управления, включающий преобразователь U цифрового сигнала в напряжение, элемент сравнения AW и усилитель A, служит для согласования силовых элементов привода с блоком задатчика.
Рис. 13. Робот
При числовом программном управлении роботом задание программы осуществляется в виде чисел, записанных на магнитной ленте. Ha одну дорожку ленты наносится опорный синусоидальный сигнал U0. Ha другие дорожки записываются рабочие сигналы, определяющие перемещение звеньев манипулятора в продольном, поперечном, вертикальном направлениях, вращение и зажим захватного устройства.
Манипулятор работает следующим образом. При нажатии на пульте управления 6 (см. рис. 13, а) кнопки «Пуск» двигатель M приводит в движение лентопротяжный механизм. Магнитная головка МГ начинает воспроизводить записанные сигналы: опорного U0 и рабочего U3? напряжений. Напряжение U0 поступает на вращающийся трансформатор TE, механически соединенный со штоком гидроцилиндра Ц и реализующий OC по углу поворота. Рабочее напряжение U3? с помощью преобразователя U преобразуется в аналоговый сигнал, который подается на элемент AW, где сравнивается с сигналом OC, поступившим с TE.
Полученная разность через усилитель A подается на электромеханический преобразователь Y поступательного действия и далее на распределитель P, который управляет гидроцилиндром Ц. Рабочая жидкость в зависимости от управляющего сигнала поступает в левую или правую полость гидроцилиндра, создавая перепад давления, под действием которого происходит перемещение штока поршня гидроцилиндра. С помощью редуктора это перемещение преобразуется в поворот захватного устройства манипулятора. Угол поворота определяется значением ошибки рассогласования, а направление — фазой сигнала. Применение роботов обеспечивает безопасность труда рабочих, позволяет повысить производительность труда и качество технологических процессов.
Назад | Содержание
| Вперед
Расчет статических характеристик
16.2. РАСЧЕТ СТАТИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК
Обоснование выбора функциональной схемы и элементов следящих приводов. Выбор функциональной схемы и элементов привода начинается с анализа требований к предельным значениям угла поворота ?, скорости ?? и ускорения ?? исполнительного вала, а также точности СП.
Точность отработки СП в общем виде зависит от управляющего ?(t) и возмущающего M(t) воздействий:
? = ?? + ??, (321)
где ?? — погрешность, обусловленная управляющим воздействием (законом движения управляющего вала); ?? — моментная составляющая погрешности, обусловленная возмущающим воздействием. B установившемся режиме погрешность ?? = ?? (t) при t = ? имеет конечное значение, и ее можно представить в виде составляющих, пропорциональных углу поворота управляющего вала ? и его производным ?0 и ? 0:
где C0, C1, C2 — коэффициенты погрешности соответственно позиционный, скоростной и от ускорения.
Коэффициенты погрешности зависят от параметров и структуры СП. Статические приводы, не содержащие интегрирующих звеньев, имеют позиционную ?п = C0? (статическую) погрешность, возникающую при развороте управляющего вала на фиксированный угол.
Для астатических приводов, содержащих интегрирующие звенья, характерно отсутствие позиционной погрешности и уменьшение погрешности с повышением порядка астатизма ?. У приводов астатических первого порядка (? = 1) коэффициент погрешности C0 = 0, и при постоянной скорости управляющего вала ?0 = const они характеризуются скоростной (динамической) составляющей погрешности
Для приводов с астатизмом второго порядка (? = 2) C0 = C1 = 0, и динамическая погрешность по ускорению при постоянном ускорении ?0 = const
Сравнивая выражение скоростной погрешности (300) с полученными ранее (253) и (256), можно написать
Из (302) следует, что скоростной коэффициент зависит от значения добротности по скорости или коэффициента усиления разомкнутого привода по скорости. Аналогично другие коэффициенты погрешности можно выразить через добротность:
Установившаяся погрешность СП (299) в этом случае будет иметь вид
Моментная составляющая погрешности ?м зависит от закона изменения возмущающего момента M(t). B установившемся режиме при постоянном моменте нагрузки M(t) = MН эта погрешность определяется выражением (255):
Рассмотренные погрешности, обусловленные управляющим и возмущающим воздействиями на СП, в сумме составляют установившуюся погрешность привода ?у = ?? + ?м и в требованиях задаются как допустимая погрешность ?доп.
Из рассмотренного следует, что в СП, содержащем интегрирующие звенья, разность между заданным и действительным положением выходного вала, характеризуемая позиционной погрешностью по положению, при неизменном входном сигнале теоретически равна нулю. В действительности для любого типа СП существует погрешность, обусловленная погрешностью изготовления отдельных элементов и называемая статической погрешностью. Статическая погрешность, являясь постоянной для любого режима работы СП, имеет следующие составляющие:
где ?Т — погрешность, обусловленная моментом трения МТ; ?и — инструментальная погрешность ИР, определяемая классом точности; ?ш — погрешность изготовления шкал; ?др— погрешность СП, вызванная дрейфом нуля усилителя; ?З — погрешность СП, обусловленная зазорами передач. Если значение статической погрешности не оговорено в T3, то на основании (298) ее можно выбрать равной ?доп/2 или несколько ниже допустимой погрешности привода.
C учетом статической погрешности (306) результирующую погрешность привода можно представить в виде суммы составляющих:
Знать составляющие погрешности СП необходимо для выбора элементов привода, поскольку одни элементы определяются значением статической погрешности (ИР, редуктор), другие — требованием обеспечения динамической точности.
Как правило, СП выполняют замкнутого типа, так как разомкнутые приводы вследствие нестабильности параметров элементов обеспечивают невысокую точность отработки управляющего сигнала.
Структурная схема СП содержит характерные для большинства приводов элементы: измеритель рассогласования (элемент сравнения и преобразователь), усилитель, силовую часть СЧ.
Выбор силовой части на стадии энергетического расчета позволяет в достаточной мере конкретизировать функциональную схему СП. Практически любые заданные требования можно реализовать с помощью следующих пяти схем:
приборного СП мощностью до 100 Вт постоянного или переменного тока;
электромашинного СП мощностью от сотен ватт до сотен киловатт;
тиристорного СП мощностью до 100 кВт;
дроссельного ЭГСП мощностью не более 2 ... 3 кВт;
объемного ЭГСП мощностью 1 ... 100 кВт.
По мере расчета динамических характеристик привода структурная схема, как правило, усложняется, но на данном этапе она позволяет перейти к выбору элементов, составляющих неизменяемую часть СП. Методика выбора стандартных и расчета нестандартных элементов приведена в соответствующих главах учебника.
Построение структурной схемы неизменяемой части СП. Следующим этапом расчета статических характеристик является представление СП в виде структурной схемы, состоящей из типовых динамических звеньев. Это вызвано тем, что устойчивость и качество регулирования приводов исследуют частотными методами с использованием передаточных функций. С другой стороны, с помощью этой схемы уточняется структура неизменяемой части привода и определяется место включения элементов, улучшающих качество динамических процессов и образующих изменяемую часть СП.
Структурную схему неизменяемой части СП можно получить двумя способами.
Первый способ основан на составлении дифференциальных уравнений движения отдельных звеньев СП в направлении прохождения сигнала. При составлении уравнений исходят из предположения линейности характеристик элементов во всей рабочей зоне. Уравнения записывают в операторной форме и так, чтобы слева была выходная координата со всеми производными, а справа — входная координата. Далее уравнения преобразовывают, оставляя слева только выходную координату. В соответствии с уравнениями каждую входную величину изображают на структурной схеме в виде стрелки, поступающей на прямоугольник с передаточной функцией, равной сомножителю при входной координате.
Полученную структурную схему максимально упрощают, избавляясь от перекрестных связей и внутренних контуров. Структурная схема двигателя постоянного тока, представленная на рис. 28, а, была построена первым способом по исходным дифференциальным уравнениям (34)—(36).
Второй способ построения структурной схемы заключается в замене каждого функционального элемента привода известным выражением передаточной функции. Этот способ в силу своей простоты находит большее применение в курсовом и дипломном проектировании.
O пригодности проектируемого СП судят по динамике его поведения. Ho так как динамические свойства привода зависят от статических характеристик отдельных элементов, то для определения параметров динамических звеньев необходимо располагать этими характеристиками и учитывать следующее:
1. Статические характеристики Хвых = f(Хвх) строят по результатам эксперимента или на основании технических данных на элементы, указываемых в паспортах или справочной литературе.
2. В общем случае статические характеристики элементов нелинейны. Ho нелинейности одного рода поддаются линеаризации (характеристики двигателя), а другого — не поддаются: трение, зазоры в механических передачах, насыщение в магнитных и ограничение в гидравлических устройствах. Линеаризация таких нелинейностей, а значит, и расчет СП линейными методами возможны, если ширина зоны, обусловленной указанными нелинейностями, значительно меньше ширины линейной (рабочей) области характеристик.
3. При нахождении параметров элементов построение всей статической характеристики необязательно, иногда достаточно знать две точки или крутизну характеристики (при условии ее линейности).
4. Из всех возможных установившихся режимов работы элемента при расчете рассматривают один — номинальный. В паспортных данных и справочной литературе указываются номинальные значения параметров элементов.
5. При отсутствии некоторых справочных данных для рассматриваемого элемента их можно заменить данными для элемента, аналогичного или близкого ему по мощности и размерам, что допустимо на этапе предварительного расчета СП.
Расчет коэффициента усиления разомкнутого СП. Ha основании полученной выше структурной схемы СП можно определить передаточную функцию разомкнутого привода путем перемножения передаточных функций составляющих элементов.
где A(p) — операторный многочлен, определяемый инерционностью элементов неизменяемой части привода; ? — порядок астатизма привода, определяемый числом интегрирующих звеньев; ? = 1 для приводов астатических первого порядка; ? = 2 для приводов астатических второго порядка; ? — коэффициент усиления разомкнутого СП:
где kit kj — коэффициенты передачи звеньев, определяемые статическими характеристиками.
Для обеспечения заданной точности СП требуемый коэффициент усиления разомкнутого привода (добротность) рассчитывают:
при заданной моментной погрешности (328) — по формуле
при заданной скоростной погрешности (323) — по формуле
при заданной погрешности по ускорению (324) — по формуле
Если для привода характерно несколько режимов работы и задано несколько погрешностей, то в этом случае добротность определяют для каждого из режимов и из полученных ? выбирают наибольший. Однако чрезмерно увеличивать добротность нельзя, так как это приводит к уменьшению запасов устойчивости и помехоустойчивости СП, а также к уменьшению линейной зоны усилителя и увеличению его размеров. Для электромашинных приводов допустимой добротностью является ? = 500 ... 600 с-1, для тиристорных приводов ? = 1000 с-1.
Повышение добротности при выбранных элементах СП достигается за счет увеличения в ?тр/? раз предварительно рассчитанного коэффициента усиления kУ усилителя. Ho и это значение kУ нельзя считать окончательно принятым, так как в процессе исследования динамических характеристик привода может появиться необходимость в его изменении. Однако полученный kУ позволяет приступить к выбору предварительной схемы усилителя, расчету выходного каскада, сопряжению его с ИУ, расчету и сопряжению промежуточных каскадов. При разработке схемы усилителя необходимо предусмотреть возможность регулирования коэффициента усиления.
Пример 8. Определить коэффициент усиления усилителя СП, необходимый для обеспечения скоростной погрешности ?ск = 30” при ?0 = 5 °/с и моментной погрешности ?м= l,5’ при MН= 104 Н·м, если задано: чувствительность ИР
k? = 100 В/рад; i = 70; двигатель постоянного тока типа ДПМ-32 (JД = 0,43 кг·м2; C0= 1,62 В·с/рад; см= 1,56 Н·м/А; Rа = 0,19 Ом).
Решение.
1. Определим коэффициент демпфирования. Согласно (29)
2. Добротность СП при заданной моментной погрешности по (332)
3. Коэффициент kУ усилителя согласно (331)
4. Добротность СП при заданной скоростной погрешности по выражению (333)
5. Отсюда коэффициент усиления усилителя
Из двух найденных коэффициентов выбираем наибольший kУ = 680.
Анализ точности следящих приводов. Выбор структурной схемы неизменяемой части СП и расчет добротности ? дают возможность заранее оценить точность, которую может обеспечить проектируемый привод. Статическую погрешность ?ст определяем по инструментальным погрешностям входящих в СП элементов, используя выражение (329):
где ?и в случае двухканальной механической передачи находят по формуле (161): ? и = ?го/iр + ?р (iр) + ??.
Моментную составляющую погрешности подсчитывают по выражению (328). По виду передаточной функции (330) можно определить порядок астатизма СП и составляющие погрешности от заданного закона движения входного вала. Коэффициенты погрешности можно рассчитать, зная параметры передаточной функции погрешности, путем деления числителя функции на знаменатель.
Назад | Содержание
| Вперед
Силовые следящие приводы
10.3. СИЛОВЫЕ СЛЕДЯЩИЕ ПРИВОДЫ
Силовые следящие приводы (ССП) предназначены для разворота больших нагрузок и управления ими. Эти приводы применяются в системах дистанционного управления пусковых установок ракет, орудийных башен, рулей самолета; для автоматической перестановки валков в блюмингах и прокатных станах, для управления механизмами подачи металлорежущих станков (токарных, фрезерных); станков с программным управлением и т. д. Поэтому к ним предъявляют требования по обеспечению значительных выходных мощностей (от сотен ватт до сотен тысяч киловатт). Кроме того, привод должен обеспечивать плавное регулирование скорости в очень широких пределах. Расширение пределов регулирования связано с большими трудностями по обеспечению устойчивой работы двигателя на малых скоростях.
Применение в ССП двухфазных асинхронных двигателей большой мощности ограничено сложностью управления и низким КПД. В основном применяются двигатели постоянного тока о независимым возбуждением типа МИ, ДИ, П, ДП. Электродвигатели со смешанным возбуждением, отличающиеся большой перегрузочной способностью, находят применение в тех случаях, когда возмущающие моменты характеризуются резкими и значительными колебаниями.
Тип усилителя мощности зависит от уровня выходной мощности. Им может быть либо транзисторный усилитель, либо электромеханические преобразователи в виде генератора или ЭМУ поперечного поля. При использовании статического преобразователя частота вращения двигателя регулируется изменением напряжения на якоре, а при использовании электромеханического преобразователя — тока возбуждения генератора или ЭМУ.
В технике находят применение СП, построенные по схеме Г—ИД, ЭМУ—Г—ИД. В зависимости от способов достижения требуемых динамических свойств различают ССП без датчиков скорости, ССП с датчиками скорости выходного вала и ССП с датчиками скорости задающего и выходного валов.
Функциональная схема СП мощностью 0,3 ... 100 кВт, построенного по схеме Г—ИД, дана на рис. 125. В качестве ИР применены сельсины в трансформаторном режиме.
Сельсин BC связан с задающим валом, сельсин BE — с принимающим. Сигнал рассогласования U? поступает на транзисторный усилитель напряжения A, содержащий функциональные усилители прямой цепи и цепи OC. В прямом канале помимо усилителя напряжения AU1 применен каскад фазочувствительного выпрямителя UR. Сигналы суммируются на входе каскада мощности AW. Напряжение UГ на генераторе определяется результирующими ампер-витками на обмотке возбуждения, а полярность — фазой погрешности рассогласования. C частотой вращения, определяемой зависимостью n = (UГ — IaRa)/сe, двигатель M2 6 помощью редуктора q перемещает нагрузку OP и ротор BE до согласованного положения. Требуемое качество управления достигается применением ОС по направлению. Как сигнал стабилизации UСТ используется напряжение генератора, которое содержит косвенную информацию об ускорении (Ia) и о скорости (?) выходного вала:
Рис. 125. Основные схемы силового СП
При этом отпадает необходимость в применении датчика скорости выходного вала, усложняющего конструкцию и увеличивающего энергопотребление привода. Для повышения устойчивости предусмотрен дополнительный корректирующий контур K. (p), через который проходит сигнал (UСТ а затем усиливается каскадом AU2 и суммируется на предоконечном усилителе мощности AW.
В качестве генератора G могут быть использованы простые и дешевые генераторы постоянного тока. В приводах повышенной точности применяют генераторы, снабженные регулятором напряжения, подключенным к зажимам генератора. Напряжение на выходе генератора становится независимым от нагрузки генератора, частоты вращения M1 и т. д.
Система ЭМУ—ИД позволяет создавать приводы такого же порядка мощности, что и система Г—ИД. Однако для работы системы ЭМУ—ИД требуется меньшая мощность возбуждения и менее сложный усилитель, а качественные показатели, обеспечиваемые электромашинными приводами, несколько выше показателей генераторных приводов.
Функциональная схема ССП на базе ЭМУ—ИД с принимающим тахогенератором BR изображена на рис. 125, б, соответствующая ей принципиальная электрическая схема представлена на рис. 126.
Напряжение входа от ЗУ через резистор R2 поступает на каскад сумматора, выполненного на базе ОУ DA1 и предназначенного для сложения сигнала управления с сигналом главной OC, сформированной потенциометром RE, и с сигналом корректирующей OC. Суммарный сигнал через резисторы R1—R3 поступает на инверсный вход усилителя.
Сигнал, выделенный каскадом сумматора, поступает на вход предварительного усилителя напряжения A, собранного по схеме М—ДМ на ОУ.
Ha выходе усилителя получаем двухполупериодный выпрямленный сигнал. Для преобразования этого сигнала в двуполярный применен парафазный каскад на усилителях DA2, DA3 с резисторами R9 и R10 в цепях OC. Входной сигнал попадает через резистор R6 на инверсный вход DA2 и через резистор R5 на прямой вход усилителя DA3. Резисторы R4, R7, R11 выполняют функцию симметрирования операционных усилителей.
Рис. 126. Электромашинный СП
Напряжение с выхода усилителя через резисторы R12, R13 поступает на двухтактный усилитель мощности, собранный на силовых транзисторах по дифференциальной схеме с разделенной нагрузкой в виде обмоток управления ЭМУ. Каждое плечо усилителя собрано по схеме эмиттерного повторителя на сдвоенных транзисторах VT1, VT3 и VT2, VT4 для увеличения коэффициента усиления по току. Резисторы R14—R17 обеспечивают режим работы выходных транзисторов. Резисторы R18, R19 служат эмиттерной нагрузкой транзисторов VT3, VT4. Для создания токов нагрузки в смежное плечо дифференциальной схемы включен стабилизированный источник питания Uп2. Обмотки ЭМУ G зашунтированы диодами VD1, VD2 для предотвращения пробоя от ЭДС самоиндукции.
При отсутствии сигнала рассогласования токи покоя транзисторов верхнего и нижнего плеч усилителя равны по силе и создают в обмотках управления ЭМУ взаимно компенсирующие потоки. ЭМУ не возбужден. При появлении сигнала рассогласования равенство токов нарушается и на входе ЭМУ появляется разностный магнитный поток управления Фу, значение и направление которого будут определяться значением и полярностью сигнала управления.
Напряжение с выхода ЭМУ поступает на якорь двигателя M2 постоянного тока (см. рис. 125, б) и он через редуктор q поворачивает нагрузку H и движок принимающего потенциометра RE до уничтожения рассогласования (см. рис. 126).
С учетом больших инерционных нагрузок в приводе применена корректирующая OG по ускорению в виде напряжения с сериесного резистора R20 и по скорости — с тахогенератора BR с последующим дифференцированием контуром C, R27. Для правильного сложения сигналов служат делители на резисторах R21—R26.
ССП, построенный по схеме ЭМУ—Г—ИД (см. рис. 125, б), позволяет повысить диапазон мощностей до нескольких тысяч киловатт, но превосходит все приводы по сложности, количеству применяемых электрических машин и размерам. Мощность, развиваемая ЭМУ G1, должна соответствовать мощности возбуждения генератора G2, а он, в свою очередь, развивает мощность, необходимую для работы электродвигателя M3. Коррекция такого привода осуществляется суммарным сигналом с двух датчиков тока UA1, UA2 и датчика скорости BR с последующим дифференцированием контуром K (p) в цепи обратной связи.
В качестве приводных двигателей ЭМУ и генератора могут применяться как двигатели постоянного тока, так и асинхронные трехфазные двигатели переменного тока. Последние предпочтительнее, так как создают симметричную нагрузку для сети и не искажают форму питающего напряжения.
Все рассмотренные выше ССП по отношению к управляющему сигналу являются астатическими первого порядка и характеризуются наличием скоростной погрешности. Погрешности от возмущающего момента М? определяются погрешностями от внешних возмущений (действие ветра) и погрешностями от внутренних возмущений (неточность и нежесткость механизма привода). Как указывалось выше, большие размеры OP способствуют появлению значительных ветровых возмущений и создают большие моменты инерции подвижных частей. Погрешности от ветрового воздействия превышают все остальные. Они пропорциональны моменту возмущения, который, в свою очередь, пропорционален диаметру антенны в кубе.
B радиотелескопе РТ- 22 ФИАН при диаметре антенны, равном 22 м, и силе ветра 10 м/с моментная погрешность больше допустимой в 1,5—2 раза [16]. Указанную погрешность можно снизить с помощью контура компенсации ветрового возмущения с датчиками давления на антенне, а также соответствующим выбором динамических параметров привода.
Силовые редукторы в ССП характеризуются наличием зубчатых колес больших размеров, нежесткостью передач и неизбежными зазорами, которые не поддаются компенсации конструктивными способами. Влияние погрешностей механической передачи на динамические свойства привода растет пропорционально моменту инерции подвижных частей. Для ослабления воздействия упругих деформаций и уменьшения зазоров в редукторе СП охватывают жесткой ОС по скорости выходного вала, реализуемой с помощью принимающего тахогенератора. В качестве примера использования жесткой ОС может служить привод радиотелескопа, изображенный на рис. 119. Поскольку в приводе применено два исполнительных двигателя, то и ОС по скорости реализуют на основе двух принимающих тахогенераторов BR3 и BR4.
Смысл ввода жесткой ОС заключается в том, что изменение параметров звеньев, охваченных ОС, не приводит к изменению свойств привода в целом. Однако при этом возрастает скоростная составляющая погрешности привода, и для ее компенсации необходим задающий тахогенератор. В приводе радиотелескопа (см. рис. 119) в качестве дающего ТГ применен тахогенератор BR1, расположенный на выходном валу РСП.
Таким образом, для учета особенностей силовых приводов необходимо применять комбинированное управление: по отклонению и по возмущению, по углу поворота и по скорости, что существенно усложняет структуру привода. В СП с двумя датчиками скорости, в отличие от приводов с одним датчиком или вообще без них, наличие сигнала погрешности уже принципиально необязательно. Привод становится астатическим второго порядка, и, следовательно, погрешности по углу и по скорости будут равны нулю. Для обеспечения необходимой устойчивости в этом случае применяют косвенные ОС по ускорению и более высоким производным от угла поворота, реализуемые датчиками тока UA1 и UA2 (см.
рис. 119) и дифференцирующими контурами K?1(p) и K?2(p)
B электромашинном ССП (рис. 127) с двумя датчиками скорости напряжение рассогласования U? = k?? вырабатывается с помощью двух CKBT, один из которых (датчик TC) связан с задающим валом, другой TE — с исполнительным валом. Напряжение с двигателя R3 поступает на вход предварительного усилителя напряжения, выполненного на ОУ и предназначенного для усиления управляющего сигнала, а также преобразования и суммирования сигналов прямой цепи и цепи ОС.
Первый каскад, построенный на базе ОУ DА1, выполняет роль согласующего устройства и усилителя с коэффициентом передачи, равным R6/R4, резистор R5 обеспечивает режим работы каскада по току. Между входами усилителя включены диоды VD1, VD2, служащие для защиты усилителя от перегрузок при больших входных сигналах. В качестве межкаскадной связи применен конденсатор C1.
Сигнал с выхода DA1 через согласующий трансформатор T1 поступает на двухполупериодный ДМ, состоящий из двух интегральных прерывателей DA2, DA3. Для формирования сигнала опорного напряжения используются обмотки трансформатора T2 и резисторы R7 и R8. Выпрямленный и отфильтрованный цепочкой R9, C2 сигнал поступает через резистор R11 на вход ОУ DA4, выполняющего роль сумматора. Кроме сигнала рассогласования на тот же вход через резистор R12 поступает сигнал токовой OC и через R10 сигналы с тахогенераторов BR1 и BR2, расположенные соответственно на задающем и исполнительном валах СП. Для обеспечения линейного характера сложения сигналов сигналы с тахогенераторов снимаются с делителей R1, R2 и R31, R32. Резисторы R13 в цепи ОС и R14 по прямому входу обеспечивают режим работы каскада.
Рис. 127. Принципиальная схема СП с комбинированным управлением
Сформированный управляющий сигнал через резистор R15 поступает на однотактный предоконечный усилитель напряжения, который состоит из двух каскадов, собранных на транзисторе VT1 и на сдвоенном транзисторе VT2 и VT3. Высокий коэффициент усиления второго каскада обеспечивается включением транзисторов прямой и обратной проводимости по схеме с общим эмиттером.
Стабилизация рабочих точек обеспечивается установкой резисторов R16—R23. Кроме того, в цепи базы транзистора VT3 для стабилизации рабочей точки установлен диод VD3.
Выходной каскад усилителя мощности выполнен на транзисторах VT6, VT7 и действует как усилитель тока с отрицательной ОС через транзисторы VT4 и VT5 разной проводимости. Для обеспечения смещения по постоянному току и выбора рабочей точки служит резистор R26. Транзисторы VT4, VT6, образующие верхнее плечо выходного каскада, работают в режиме класса B (усиливают напряжение одной полярности и запираются при подаче напряжения другой полярности). Транзисторы VT5, VT7 образуют нижнее плечо и работают в противофазе с транзисторами верхнего плеча.
При отсутствии сигнала рассогласования вследствие равенства сопротивлений транзисторов VT6 и VT7, находящихся в режиме, близком к режиму отсечки, а также выбора равных сопротивлений резисторов R28 и R27 потенциал средней точки а близок к нулю. По управляющей обмотке ЭМУ, являющейся нагрузкой усилителя, ток не протекает, ЭМУ не возбужден и СП находится в состоянии покоя.
При поступлении на базу VT1 сигнала положительной полярности открываются транзисторы VT1—VT3. За счет падения напряжения на резисторе R22 открываются транзисторы VT5, VT7 нижнего плеча выходного каскада. Потенциал точки ? окажется ниже нулевого, и от шины нулевого потенциала через резистор R30, обмотку управления ЭМУ, резистор R29, VT7 и резистор R28 потечет ток к «—» источника питания UП. Поток обмотки ЭМУ возбудит усилитель и приведет в действие двигатель M, который через редуктор q перемещает нагрузку Н, а также ВТ-приемник в сторону согласования.
При действии сигнала рассогласования обратной полярности транзисторы VT1—VT3 закрыты. Ho за счет положительного потенциала, приложенного к базе транзистора VT4 от источника питания, открываются оба транзистора верхнего плеча. Потенциал средней точки а при этом будет выше нулевого, и через обмотку ЭМУ ток течет в другом направлении от +UП к шине нулевого потенциала.
Таким образом, этот каскад управляется изменением тока в цепях питания усилителя.
В качестве корректирующих устройств применены тахогенераторы. Напряжение с тахогенераторов BR2 используется в качестве отрицательной ОС по скорости. Напряжение с тахогенератора BR1 служит для компенсации скоростной погрешности СП. Кроме того, для обеспечения устойчивой работы СП применена отрицательная OC, пропорциональная току в обмотке ЭМУ. Сигнал токовой OC снимается с резистора R30 и вводится в усилитель с помощью сумматора DA4.
Привод обеспечивает высокую точность отработки входного воздействия при достаточных запасах устойчивости.
B качестве существенных недостатков электромашинных ССП следует отметить: большую инерционность, связанную со значительными вращающимися массами; сложность средств коррекции; наличие большого количества электрических машин; низкий КПД (0,5 ... 0,6); высокий уровень шума за счет работы контактных колец; большие размеры и массу.
Однако, несмотря на перечисленные недостатки, электромашинные ССП благодаря широкому диапазону регулируемых скоростей при значительных нагрузочных моментах, высокой перегрузочной способности (в 2 ... 4 раза), возможности форсирования скорости (в 1,5 раза) по отношению к номинальной и надежности успешно конкурируют в наземных установках с другими типами силовых СП (гидравлическими и тиристорными).
Назад | Содержание
| Вперед
Синтез корректирующих обратных связей
17.5. СИНТЕЗ КОРРЕКТИРУЮЩИХ ОБРАТНЫХ СВЯЗЕЙ
B случае, когда ЖЛАЧХ привода не удается реализовать с помощью последовательных КУ, применяют корректирующие OC. Синтез таких приводов удобнее проводить методом обратных ЛАЧХ
Рис. 175. Структурная схема СП с корректирующей OC
Рассмотрим некоторые соотношения, позволяющие понять методику определения параметров КУ. Передаточная функция привода с корректирующей OC (рис. 175)
где W (p) — передаточная функция прямой цепи; Z(p) — передаточная функция корректирующей OC.
Обратная передаточная функция, соответствующая (347):
Переходя к логарифмическим характеристикам, получим
B диапазоне частот, для которых Z(j?) << W-1(j?), справедливо неравенство W(j?) Z(j?)<< 1, и выражение (348) можно представить в виде
т. e. ЖЛАЧХ привода определяется прямой ЛАЧХ цепи OC. Ha основании изложенного выше можно записать
и сделать вывод, что обратная ЖЛАЧХ разомкнутого привода формируется из обратной ЛАЧХ исходного привода L|W-1(j?)| или ЛАЧХ корректирующей связи L|Z(j?)| в зависимости от того, ордината какой характеристики является преобладающей в данном диапазоне частот (рис. 176, а). Заметим, что в диапазоне частот ?1 ... ?4, существенном для качества работы привода, справедливо соотношение L|Z(j?)| > L|W-1(j?)|. Последнее означает, что частотные свойства скорректированного привода определяются в основном свойствами OC и не зависят от неизменяемой части.
Порядок построения обратной ЖЛАЧХ был рассмотрен в п. 3, а формирование ее можно проследить по рис. 176, а. Сформированная ЖЛАЧХ имеет вид ломаной ABCDEF. Так как средняя часть ЖЛАЧХ BCDE образована характеристикой OC, характеристику L|Z(j?)| во всем диапазоне частот получим, продолжив асимптоты BC и DE в область низких и высоких частот (ломаная MCDN).
Прежде чем перейти к технической реализации цепи OC по полученной ЛАЧХ, необходимо убедиться в устойчивости внутреннего контура, образованного корректирующей OC. Обратимся вновь к рис. 175 и запишем передаточную функцию разомкнутого внутреннего контура
или в обратной форме
Рис. 176. Обратные ЖЛАЧХ
Переходя к логарифмическим частотным характеристикам, получим
Запасы устойчивости внутреннего контура можно определить, если известна характеристика |L/Wв.к(j?)|. Согласно (349) ее строят путем графического вычитания L|Z(j?)| из L|W-1(j?)| (штриховая ломаная PQRST на рис. 176, a). В соответствии с критерием Михайлова - Найквиста устойчивость контура определяют по фазе в точках пересечения ЛАЧХ внутреннего контура L|W-1в.к(j?)| с осью частот. А так как эти точки находят пересечением характеристик L|W-1(j?)| и L|Z(j?)| на низкой ?1 и высокой ?4 частотах, то обычно необходимость в построении ЛАЧХ внутреннего контура отпадает. Достаточно определить разность фаз характеристик L|W-1(j?)| и L|Z(j?)| в точках сопряжения; эта разность не должна превышать 180°:
Для исключения возможности возникновения автоколебаний в системе необходимо избегать случаев пересечения характеристик L|W-1(j?)| и L|Z(j?)|, разница наклонов которых больше 20 дБ/дек. Если запас по фазе большой и разница наклонов равна 20 дБ/дек, то контур заведомо устойчив. Так как в области ?1 это условие обычно соблюдается, то для проверки устойчивости внутреннего контура достаточно найти запас по фазе только на частоте ?4. Если запас по фазе на частоте ?4 окажется недостаточным, то в районе этой частоты необходимо изменить наклон характеристики L|W-1(j?)| введением последовательного КУ в главный контур регулирования.
Проведенный анализ устойчивости позволяет перейти к определению вида и параметров корректирующих OC. По ЛАЧХ L|Z(j?)| цепи OC найдем соответствующую ей передаточную функцию, причем вид передаточной функции будет зависеть от типа ЖЛАЧХ (рис. 176, б):
для первого типа
для второго типа
для третьего типа
где a, b, с — ординаты асимптот сопряжения на частоте ? = 1 рад/с.
Реализовать полученные передаточные функции КУ можно с помощью OC по скорости, ускорению с последовательным дополнительным корректирующим контуром (см.
рис. 113, а). Обратная передаточная функция разомкнутого скорректированного привода в этом случае согласно (281) определяется выражением
где первый член представляет собой обратную передаточную функцию неизменяемой части привода, второй — передаточную функцию цепи OC.
Из сравнения выражений (351)—(353) с (354) следует
Ha основании этих равенств можно определить значения коэффициентов ?, r и выражение передаточной функции K(p) с учетом коэффициентов а, b, с и постоянных времени T2, T3, полученных в результате построения обратной ЖЛАЧХ. По найденному выражению передаточной функции K (p) по табл. 4 выбирают тип пассивного контура.
Таким образом, решение задачи синтеза корректирующих OC проводится в следующем порядке:
1) выбор типа обратной ЖЛАЧХ (см. рис. 171) и привязка ее к оси частот путем определения координат рабочей точки;
Рис. 177. ЖЛАФЧХ к примеру 13
2) построение ЛАЧХ неизменяемой части при коэффициенте усиления ? = 1 с-1;
3) формирование ЖЛАЧХ привода параллельным перемещением ЛАЧХ привода до максимального совпадения высокочастотных асимптот;
4) проверка устойчивости внутреннего контура;
5) определение коэффициента усиления разомкнутого привода;
6) определение запасов устойчивости скорректированного привода;
7) выбор структуры и параметров КУ по найденной ЛАЧХ L|Z(j?)|.
Рассмотрим на конкретных примерах порядок определения параметров корректирующих OC.
Пример 13. Синтезировать СП, ЛАЧХ которого для обеспечения заданной точности должна пройти через рабочую точку с координатами ?p = 0,5 рад/с, 20lg|W-1(j?)| = -44 дБ. Собственный оператор неизменяемой части СП имеет вид A(p) = (p + 1) (0,02p + 1). Исходными данными для синтеза являются коэффициент передачи ИД = 1 рад/(В·с); передаточное число силового редуктора i = 600; чувствительность измерителя рассогласования kд = 40 В/рад; крутизна характеристики тахогенератора, предназначенного для коррекции и имеющего цену оборота 1°, kтг = 0,1 В·с/рад
Решение 1. Зная положение рабочей точки Ар (рис. 177), строим обратную ЛАЧХ второго типа — ломаная MCDGK.
2. Далее строим обратную ЛАЧХ L|W-1(j?)| — ломаная A'N'E'F' — неизменяемой части привода при коэффициенте усиления ? = 1 с-1 и переносим ее вниз до совпадения по направлению асимптот N'E' и DG, имеющих одинаковые наклоны. Полученная характеристика ANEF соответствует обратной передаточной функции неизменяемой части СП pA(р)/?. Коэффициент усиления по скорости ? определяем из построения: l/? = -48 дБ или в натуральном масштабе ? = 250 с-1. Необходимый для его получения коэффициент усиления усилителя найдем по выражению (331):
3. Формируя ЖЛАЧХ привода, увеличим частоту сопряжения до значения ?2? = 50 рад/с для наименьшего искажения ЛАЧХ неизменяемой части. Это приведет к некоторому ухудшению фильтрующих свойств привода, но значительно упростит выбор КУ. В результате ЖЛАЧХ привода определится ломаной ABCDEF.
4. Для нахождения характеристики OC продолжаем асимптоты BC и CD в область низких и высоких частот — ломаная AC. Соответствующая ей передаточная функция имеет вид
где b и T2 определяем из построения;
20lg b = -32 дБ; b = 0,0025 с2; T2 = 1/?2 = 1/4 = 0,25 с.
5. Определим устойчивость внутреннего контура путем вычисления по (350) запаса по фазе в точке пересечения на частоте ?3 = 30 рад/с:
Полученный запас по фазе обеспечивает надежную устойчивость внутреннего контура в замкнутом состоянии.
6. Переходим к выбору корректирующих средств. Полученная передаточная функция (356) цепи OC достаточно проста, и ее можно реализовать с помощью одного тахогенератора с дополнительным корректирующим контуром. Воспользуемся соотношением (355), учитывая, что
Приравнивая числовые и операторные части полученного выражения, найдем коэффициент ? и передаточную функцию K(р):
Вычислим коэффициент OC по скорости с помощью выражения (357):
C другой стороны, согласно (266) ? = kтгkуkд. Отсюда необходимая крутизна характеристики тахогенератора
Так как крутизна тахогенератора kтг = 0,1 В·с/рад, то в цепь его сигнала необходимо ввести делитель с коэффициентом kдел= 0,0066: 0,1 = 0,066.По полученной передаточной функции (358) с помощью табл. 4 выбираем схему 1 контура и выражение постоянной времени T2 = RC. Задавшись емкостью C = = 5 мкФ, определяем R = T2/C = 0,25: 510-6 = 50 кОм. Схема включения тахогенератора с контуром дана на рис. 111, в. C учетом коэффициента делителя R2 = Rkдел = 50·0,066 = 3 кОм, R1 = 47 кОм.
Назад | Содержание
| Вперед
Синтез последовательного корректирующего устройства
17.4. СИНТЕЗ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО КОРРЕКТИРУЮЩЕГО УСТРОЙСТВА
Для коррекции частотной характеристики СП в прямую цепь звеньев с неизменяемыми параметрами включается последовательное КУ, передаточная функция которого обозначена K0(p) (см. рис. 107). Передаточная функция разомкнутого скорректированного привода в этом случае приобретает вид Wж(р) = W(p)K0(р).
От полученного выражения достаточно просто перейти к выражению для ЛАФЧХ скорректированного привода:
или
откуда
Из выражения (344) следует, что ЛАЧХ требуемого КУ можно определить путем графического вычитания ординат характеристики неизменяемой части из ординат ЖЛАЧХ.
Выделим основные этапы синтеза СП с последовательным КУ:
построение ЛАЧХ и ЛФЧХ неизменяемой части привода;
выбор типа ЖЛАЧХ и построение |L/Wж(j?)|;
построение ЛАЧХ КУ путем вычитания ординат ЛАЧХ неизменяемой части привода из ординат ЖЛАЧХ;
выбор по виду ЛАЧХ КУ типа пассивного контура по табл. 4;
определение динамических характеристик контура — постоянных времени, коэффициента усиления и необходимых номиналов элементов по найденным в табл. 4 соотношениям;
построение ЛФЧХ КУ по виду ЛАЧХ КУ:
построение ЛФЧХ скорректированного привода по выражению (342);
определение запасов устойчивости скорректированного привода.
Пример 12. Рассчитать при RH = 100 кОм параметры КУ, примененного для последовательной коррекции СП, рассмотренного на рис. 173.
Путем сопоставления характеристик L|Wж(j?)| и L|W(j?)| находим характеристику последовательного КУ L|K0(j?)|. Вид ЛАЧХ КУ позволяет определить передаточную функцию корректирующего контура № 4 по табл. 4:
и необходимые соотношения для определения номиналов RC - элементов
Указанные в соотношениях постоянные времени контура определяем из построения
Приравнивая полученные выражения (345) и (346) соответственно для T1 и T2, находим два уравнения с тремя неизвестными R1, R2, C. Задавшись значением R2 = 1,3 кОм из условия R2<<RН, определим значения R1 и C: C = T2/R2 = 0,13/1,3·103 = 0,1 мкФ; K1 = T1/C - R2 = 0,83/(0,1·10-3) - 1,3 = 7 кОм. Принимаем R1 = 7,5 кОм; R2 = 1,3 кОм; C = 0,1 мкФ.
Назад | Содержание
| Вперед
Следящие электроприводы
1.3 СЛЕДЯЩИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ
Как было указано выше, СП являются замкнутыми динамическими системами, воспроизводящими на выходе входной сигнал, произвольно меняющийся во времени. Наибольшее применение СП получили в промышленности и военной технике для управления положением объектов e высокой степенью точности.
С их помощью обеспечивается режим работы режущего инструмента станков, выполняется автоматическая перестановка валков в блюмингах и прокатных станах, осуществляется управление работой исполнительных органов роботов и манипуляторов. B военной технике СП применяют для разворота оптических и радиотелескопов, пусковых установок ракет, рулевых агрегатов летательных аппаратов и т. д. СП являются неотъемлемой частью вычислительных устройств, предназначенных для автоматического выполнения математических операций: в автоматических мостах и потенциометрах, в навигационных приборах, в аналоговых вычислительных машинах (ЭВМ).
Управляющее воздействие в СП задается: 1) в виде угла поворота ? входного вала или 2) формируется в виде напряжения, поступающего с ЗУ (например, e аналоговой ЭВМ). B первом случае (рис. 7, а) измеритель рассогласования A1, выполняющий роль устройства управления, выявляет в элементе сравнения AW разность ? = ? — ?, где ? — угол поворота OP. Эта разность поступает на преобразователь B и в виде электрического сигнала U? подается на усилитель A2, двигатель M и редуктор q, воздействующий на OP. Главная OC в таком СП единичная.
Рис. 7. Структурные схемы СП
Рис. 8. Классификация СП
Bo втором случае (рис. 7, б} измеритель рассогласования AW выявляет разность входного сигнала U? и сигнала UBR, поступающего по цепи OC и сформированного датчиком скорости BR.
B качестве характерных особенностей СП можно отметить следующие:
1. Наличие замкнутого контура регулирования, основанного на сравнении сигнала, поступающего с ЗУ, с сигналом, поступающим по каналу OC с выхода привода.
2. Обязательное наличие ошибки рассогласования, используемой для управления исполнительным двигателем M, обеспечивающим непрерывную отработку входного воздействия.
3. Непрямое управление. Для усиления сигнала ошибки применяется усилительно-преобразовательное устройство.
4. Возможность дистанционного управления.
Точность отработки управляющего сигнала в большей степени зависит от возмущений, воздействующих на СП и вызывающих отклонение режима работы от нормального. Возмущения, вызванные изменениями условий эксплуатации и непостоянством нагрузки, должны быть учтены при расчете СП. Помехи, поступающие на вход СП вместе с управляющим сигналом или возникающие внутри (вследствие искрения щеток потенциометров, коллекторов машин и т. п.), необходимо отфильтровывать.
Рис. 9. Принципиальная схема скоростного СП
СП классифицируют по основным признакам, связанным с принципом управления, дальностью управления, назначением привода, типом применяемых устройств и т. п. (рис. 8).
По дальности управления СП разделяются на местные, сосредоточенные в одном месте и предназначенные для разгрузки управляющего вала, и дистанционные, особенностью которых является значительное расстояние между задающим устройством и OP.
По принципу управления СП разделяют на приводы e управлением по отклонению, по возмущению и с комбинированным управлением.
При управлении по отклонению сигнал управления вырабатывается независимо от причины отклонения регулируемой координаты от заданного значения, т. e. в результате изменения управляющего сигнала или под действием внешнего возмущения. Ha этом принципе основана работа, например СП, изображенного на рис. 5. Достоинством таких СП является простота, независимость процесса слежения от вида и места приложения внешних возмущений, высокая надежность. В зависимости от вида регулируемой величины СП этого класса подразделяют на позиционные и скоростные.
Позиционные СП служат для управления углом поворота исполнительного вала. Представленный на рис. 5 СП относится к этому подклассу. Высокая точность слежения, большие усилия и мощности, развиваемые на выходном валу, и малые мощности, затрачиваемые в ЗУ, обеспечили применение позиционных СП в управлении кораблями, самолетами, телескопами и т.
д.
Скоростные СП (рис. 9) предназначены для управления скоростью выходного вала. Формирование сигнала OC по скорости осуществляется с помощью датчика скорости BR. Напряжение U??, поступающее с ЗУ, сравнивается с сигналом UД.С. OC. Выделяемый сигнал ошибки U? = U?? — UД.С. поступает на усилитель A, а затем на электродвигатель М, вал которого через редуктор q соединен с валом датчика скорости BR.
Рис. 10. Одноосный гиростабилизатор
Скоростные СП находят применение, например, в промышленных установках, перемещающих фотобумагу, магнитную ленту и обеспечивающих постоянство скорости вращения вала рулона, кассеты, а также в устройствах, обеспечивающих синхронность вращения двух валов, разнесенных на некоторое расстояние.
Если за выходную величину СП взять угол поворота вала двигателя, то этот угол будет пропорционален интегралу по времени от входного напряжения
При управлении по возмущению слежение происходит не за углом поворота, а за возмущающим воздействием. Например, одноосный гиростабилизатор (рис. 10), представляющий собой замкнутый ЭП, обеспечивает слежение за значением и направлением действия момента внешних сил Мвн. Задача гиростабилизатора состоит в разгрузке оси стабилизации (оси XX) от действия Мвн путем компенсации его направленным встречно моментом стабилизации Мст, создаваемым двигателем M.
В качестве чувствительного элемента применен двухстепенной гироскоп 2, установленный в кардановом подвесе на платформе 3 так, что плоскость его главной оси (вектора кинетического момента H) и оси 1 прецессии перпендикулярна оси стабилизации XX.
При появлении внешнего момента Мвн гироскоп начинает прецессировать, т. e. поворачивать ротор 2 гироскопа и ротор датчика B вокруг оси прецессии.
Сигнал, снимаемый с датчика, будет зависеть от угла поворота ?, а следовательно, от значения приложенного момента Мвн. Двигатель M, на который с усилителя А поступает усиленный сигнал, развивает стабилизирующий момент Мст, направленный встречно моменту Мвн и действующий через редуктор на ось платформы. При некотором угле прецессии момент стабилизации скомпенсирует внешний момент (
Таким образом, появление внешнего момента вызывает поворот гироскопа относительно оси прецессии, а ось платформы остается неподвижной. Ha платформе можно установить объект 4, поворот которого относительно оси XX нежелателен (например, телескоп).
Структурная схема такого СП приведена на рис. 7, в, на которой гироскоп представлен в виде сумматора AW и преобразователя B1.
Достоинством СП с управлением по возмущению является возможность устранения возмущающего момента еще до появления значительного рассогласования. Недостаток — ее сложность вследствие большого числа компенсирующих связей (контуров), необходимых для обеспечения независимости привода по отношению ко всем возможным видам возмущения.
В реальных СП обеспечивают компенсацию наиболее значительного воздействия, а влияние остальных возмущающих составляющих уменьшают путем управления по отклонению, т. e. применяют комбинированный принцип управления.
В комбинированных СП используют либо сочетание управления по отклонению и возмущению, либо сочетание регулирования по углу и по скорости, либо того и другого. Например, в СП, структурная схема которого показана на рис. 7, г, датчик скорости BR1 служит для компенсации ошибки от управляющего воздействия, датчик момента B2 — от возмущающего воздействия, датчик скорости BR2 осуществляет регулирование по скорости изменения выходной величины, а главная OC — позиционирование и регулирование по отклонению.
Комбинированные СП работают точнее и обеспечивают устойчивость более простыми средствами, чем остальные.
Одним из основных классификационных признаков СП является тип исполнительного механизма, в зависимости от которого выбирают необходимые усилительные элементы, структуру привода и средства стабилизации.
По этому признаку СП подразделяют на электрические, электрогидравлические и с электромагнитной муфтой.
По виду управляющего сигнала различают СП:
с непрерывным управлением, осуществляемым непрерывным изменением управляющего воздействия;
с дискретным управлением, реализуемым дискретным изменением управляющего воздействия. Дискретное управление, в свою очередь, разделяется на импульсное, релейное и цифровое.
Требования, предъявляемые к СП, и специфика их проектирования во многом зависят от условий работы и назначения этих приводов.
По назначению СП подразделяются на наземные (стационарные и подвижные), судовые (палубные и используемые в закрытых помещениях), бортовые (пилотируемых и беспилотных летательных аппаратов).
Наземные, стационарные СП находятся в наиболее легких с точки зрения механических воздействий условиях, обеспечены стационарным питанием и не имеют ограничений по массе и размерам. Для СП, работающих на открытом воздухе, важны меры защиты от климатических воздействий: влажности и перепада температуры. К этим приводам относятся СП радиолокационных станций (РЛС) автоматического сопровождения цели, радарных установок, систем слежения спутниковых камер за космическими объектами, СП оптических телескопов и радиотелескопов [6]. Динамика стационарных приводов определяется условиями обеспечения перемещения OP в соответствии e законом изменения координат цели. При определении возмущающих воздействий необходим учет опрокидывающего момента, обусловленного ветром.
Более жесткие требования по механическим воздействиям предъявляются к подвижным наземным установкам, испытывающим вибрационные и ударные нагрузки, определяемые условиями транспортирования и спецификой работы.
Аппаратура приводов такого класса должна иметь небольшие размеры и массу, обеспечить большие ускорения и скорости на выходном валу, не зависящие от нагрузки. Если учесть, что момент нагрузки носит ударный характер, то выполнение последнего требования сопряжено с большими трудностями.
Судовые СП работают в условиях повышенных механических нагрузок, создаваемых качкой. Для СП, устанавливаемых на палубах, важны меры защиты от повышенной влажности и колебаний температуры, уменьшающих эксплуатационную надежность аппаратуры. По сравнению с наземными СП ужесточаются требования по размерам, массе и энергопотреблению. Типичным входным воздействием является гармонический сигнал, определяемый качкой.
Бортовые СП подвержены действию вибраций, перегрузок, ударов, перепадов давления и температуры. К ним предъявляют самые жесткие требования по габаритным размерам, а также энергопотреблению и надежности. Ha самолетах СП применяют для изменения положения рулей (рулевой привод автопилота) и геометрии крыла, для приведения в действие антенн РЛС и установок наведения с высокой точностью слежения, для регулирования подачи воздуха в авиационные двигатели и тяги самих двигателей. Типичным входным воздействием являются гармонические колебания. При определении нагрузки следует учитывать аэродинамические силы, создающие шарнирный (упругий) момент, инерционные силы и силы трения. Требования к динамике СП определяются назначением летательного аппарата (ЛА).
Назад | Содержание
| Вперед
Стадии разработки
2.3. СТАДИИ РАЗРАБОТКИ
Единой системой конструкторской документации (ЕСКД) установлены следующие стадии разработки СП: составление технического задания (T3), технического предложения (ГОСТ 2.118—73), эскизного проектирования (ГОСТ 2.119—73), технического проектирования (ГОСТ 2.120—73), составления рабочей конструкторской документации опытного образца, установочных серий, серийного и массового производства. Каждая стадия разработки определяет номенклатуру графических и текстовых конструкторских документов.
Назад | Содержание
| Вперед
Структура автоматизированного электропривода
1.1 СТРУКТУРА АВТОМАТИЗИРОВАННОГО ЭЛЕКТРОПРИВОДА
Согласно ГОСТ 16593—79 под электроприводом (ЭП) понимается электромеханическая система (рис. 1), состоящая из электродвигательного, преобразовательного, передаточного и управляющего устройств, предназначенная для приведения в движение вспомогательных органов рабочей машины и управления этим движением.
Электродвигательное устройство (ЭД) служит для преобразования электрической энергии в механическую в целях механического воздействия на объект регулирования (OP).
Преобразовательным является устройство, преобразующее род тока (напряжения), частоту и изменяющее показатели качества электрической энергии. Так как обязательной функцией этого устройства является усиление сигнала, то часто его называют усилительно-преобразовательным устройством (УПУ) или просто усилителем.
Передаточное устройство (редуктор P) предназначено для передачи механической энергии от ЭД к исполнительному органу рабочей машины и согласования вида и скоростей их движения.
Управляющее устройство (УУ) предназначено для управления преобразовательным, электродвигательным и передаточным устройствами путем сравнения информации, поступающей от задающего устройства (ЗУ), и информации о состоянии системы, поступающей по цепи обратной связи (OC).
Назад | Содержание
| Вперед
Структурные схемы усилителей
8.2. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЕЙ
Усилители, применяемые в СП, классифицируют по принципу действия на транзисторные, тиристорные, электромашинные; по выполняемой функции — на усилители напряжения и усилители мощности; по характеру усиливаемых сигналов — на усилители, предназначенные для усиления непрерывных электрических сигналов, и усилители импульсных сигналов различной формы.
Рис. 78. Структурные схемы усилителей
Выбор усилителя и его структуры зависит от назначения и условия работы проектируемого СП, типа источника входного сигнала и ИУ, качественных показателей и эксплуатационных требований, Ho определяющим фактором при выборе усилителя является тип ИУ, его мощность и режим работы.
В маломощных (от долей ватта до десятков ватт) СП преимущественное применение получили транзисторные усилители и усилители на основе интегральных операционных усилителей (ОУ).
В импульсных СП мощностью до 5 кВт используют усилители на транзисторах, работающих в режиме переключения. Применение тиристорных усилителей позволило увеличить мощность СП до десятков киловатт.
По мере развития техники СП усложнялась структура усилителей. Простейший усилитель переменного тока строится по схеме: усилитель напряжения УН — усилитель мощности УМ (рис. 78, a). В этом случае ИР и ИУ являются устройствами переменного тока. Структура более сложного усилителя определяется общими правилами: усиление сигнала осуществляется на переменном токе, суммирование и корректирование — на постоянном токе. Поэтому усилители СП отличаются от радиотехнических усилителей наличием специальных преобразующих каскадов; модуляторов (M) и демодуляторов (ДМ).
Так, при использовании в СП в качестве источника сигнала и нагрузки элементов постоянного тока в усилителе применяют двойное преобразование сигнала (рис. 78, б), Входной сигнал постоянного тока с помощью M преобразуется в пропорциональный ему сигнал переменного тока. Промодулированный сигнал усиливается усилителем напряжения и проходит через ДМ, в котором происходит обратное преобразование усиленного по напряжению сигнала в сигнал постоянного тока.
B усилителе мощности мощность выходного сигнала доводится до требуемого значения.
Использование в СП более простых и стабильных корректирующих устройств (КУ) постоянного тока, в свою очередь, налагает требование преобразования сигнала, но в обратной последовательности. В этом случае (рис. 78, в) входной сигнал переменного тока после его усиления в усилителе напряжения преобразуется в ДМ, а затем дифференцируется или интегрируется (в зависимости от схемы КУ) на постоянном токе. Затем M совершает обратное преобразование сигнала в переменный с последующим усилением по мощности в усилителе мощности.
Иногда двойное преобразование сигнала в усилителях переменного тока (рис. 78, г) используют для исключения квадратурной составляющей сигнала рассогласования. С этой целью на входе усилителя применяют ДМ, который помимо преобразователя сигнала ослабляет сигнал помехи. Свободный от помехи сигнал поступает на M и усиливается по напряжению и по мощности.
В том случае, когда входной сигнал постоянного тока, а на выходе усилителя требуется сигнал переменного тока, используют усилитель, схема которого представлена на рис. 78, д. При наличии стабилизирующей OC, выполненной с помощью тахогенератора (ТГ) переменного тока, суммирование сигналов осуществляется на входе усилителя постоянного тока (УПТ). Сигнал с ТГ при этом подвергается фазочувствительному выпрямлению с помощью ДМ.
Для реализации импульсного способа управления ИУ возникает необходимость преобразования непрерывного сигнала в импульсный с помощью дискретного элемента ДЭ (рис. 78, e), а для управления силовыми транзисторами или тиристорами требуются схемы управления.
В мощных СП находят применение комбинированные усилители, представляющие собой сочетание транзисторных и операционных усилителей напряжения с усилителями мощности, выполненными на основе электромашинных или гидравлических усилителей.
Назад | Содержание
| Вперед
Таблица h - функций для трапеций
h – функции единичных трапеций. Таблица П9
| l
t | 00 | 0,05 | 0,10 | 0,15 | 0,20 | 0,25 | 0,30 | 0,35 | 0,40 | 0,45 | 0,50 | 0,55 | 0,60 | 0,65 | 0,70 | 0,75 | 0,80 | 0,85 | 0,90 | 0,95 | 1,00 | |
| 0,0 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | 0,000 | |
| 0,5 | 0,138 | 0,165 | 0,176 | 0,184 | 0,192 | 0,19 | 0,207 | 0,215 | 0,223 | 0,231 | 0,240 | 0,248 | 0,255 | 0,259 | 0,267 | 0,275 | 0,282 | 0,290 | 0,297 | 0,304 | 0,314 | |
| 1,0 | 0,310 | 0,325 | 0,340 | 0,356 | 0,371 | 0,386 | 0,402 | 0,417 | 0,432 | 0,447 | 0,461 | 0,476 | 0,490 | 0,505 | 0,519 | 0,534 | 0,547 | 0,561 | 0,575 | 0,590 | 0,602 | |
| 1,5 | 0,449 | 0,469 | 0,494 | 0,516 | 0,538 | 0,560 | 0,594 | 0,603 | 0,617 | 0,646 | 0,665 | 0,685 | 0,706 | 0,722 | 0,740 | 0,758 | 0,776 | 0,794 | 0,813 | 0,832 | 0,844 | |
| 2,0 | 0,571 | 0,560 | 0,628 | 0,655 | 0,682 | 0,709 | 0,732 | 0,761 | 0,785 | 0,810 | 0,831 | 0,866 | 0,878 | 0,899 | 0,919 | 0,938 | 0,957 | 0,974 | 0,991 | 1,008 | 1,022 | |
| 2,5 | 0,674 | 0,707 | 0,739 | 0,771 | 0,802 | 0,833 | 0,862 | 0,891 | 0,917 | 0,943 | 0,967 | 0,985 | 1,010 | 1,030 | 1,050 | 1,067 | 1,084 | 1,090 | 1,105 | 1,120 | 1,133 | |
| 3,0 | 0,755 | 0,792 | 0,828 | 0,863 | 0,895 | 0,928 | 0,958 | 0,986 | 1,013 | 1,038 | 1,061 | 1,081 | 1,100 | 1,116 | 1,131 | 1,143 | 1,154 | 1,162 | 1,169 | 1,175 | 1,177 | |
| 3,5 | 0,815 | 0,853 | 0,892 | 0,928 | O.S63 | 0,994 | 1,024 | 1,050 | 1,074 | 1,095 | 1,115 | 1,132 | 1,145 | 1,158 | 1,165 | 1,170 | 1,174 | 1,174 | 1,175 | 1,176 | 1,175 | |
| 4,0 | 0,856 | 0,898 | 0,937 | 0,974 | 1,008 | 1,039 | 1,066 | 1,090 | 1,110 | 1,127 | 1,141 | 1,151 | 1,158 | 1,162 | 1,163 | 1,161 | 1,156 | 1,150 | 1,141 | 1,132 | 1,119 | |
| 4,5 | 0,883 | 0,923 | 0,960 | 0,998 | 1,029 | 1,057 | 1,084 | 1,104 | 1,120 | 1,129 | 1,138 | 1,141 | 1,141 | 1,138 | 1,132 | 1,127 | 1,111 | 1,099 | 1,085 | 1,071 | 1,053 | |
| 5,0 | 0,895 | 0,939 | 0,977 | 1,012 | 1,042 | 1,067 | 1,087 | 1,102 | 1,112 | 1,117 | 1,117 | 1,114 | 1,107 | 1,097 | 1,084 | 1,069 | 1,053 | 1,036 | 1,019 | 1,003 | 0,987 | |
| 5,5 | 0,900 | 0,940 | 0,986 | 1,015 | 1,042 | 1,063 | 1,079 | 1,088 | 1,092 | 1,096 | 1,090 | 1,076 | 1,064 | 1,050 | 1,032 | 1,016 | 0,994 | 0,979 | 0,962 | 0,951 | 0,932 | |
| 6,0 | 0,903 | 0,945 | 0,381 | 1,013 | 1,037 | 1,054 | 1,065 | 1,070 | 1,068 | 1,062 | 1,051 | 1,036 | 1,020 | 1,001 | 0,984 | 0,956 | 0,949 | 0,934 | 0,922 | 0,914 | 0,907 | |
| 6,5 | 0,904 | 0,943 | 0,980 | 1,009 | 1,029 | 1,043 | 1,050 | 1,049 | 1,043 | 1,033 | 1,018 | 1,001 | 0,982 | 0,965 | 0,948 | 0,936 | 0,920 | 0,910 | 0,906 | 0,904 | 0,905 | |
| 7,0 | 0,904 | 0,945 | 0,978 | 1,006 | 1,024 | 1,034 | 1,037 | 1,033 | 1,023 | 1,009 | 0,992 | 0,975 | 0,957 | 0,941 | 0,927 | 0,917 | 0,911 | 0,90 | 0,911 | 0,917 | 0,926 | |
| 7,5 | 0,907 | 0,945 | 0,980 | 1,005 | 1,021 | 1,027 | 1,027 | 1,020 | 1,005 | 0,989 | 0,974 | 0,956 | 0,944 | 0,931 | 0,922 | 0,919 | 0,020 | 0,927 | 0,934 | 0,946 | 0,962 | |
| 8,0 | 0,911 | 0,951 | 0,983 | 1,007 | 1,020 | 1,024 | 1,021 | 1,011 | 0,998 | 0,982 | 0,966 | 0,952 | 0,941 | 0,934 | 0,932 | 0,936 | 0,944 | 0,955 | 0,970 | 0,986 | 1,002 | |
| 8.5 | 0,918 | 0,956 | 0,989 | 1,010 | 1,021 | 1,024 | 1,018 | 1,007 | 0,993 | 0,978 | 0,964 | 0,954 | 0,948 | 0,948 | 0,951 | 0,958 | 0,974 | 0,990 | 1,006 | 1,023 | 1,041 | |
| 9,0 | 0,925 | 0,966 | 0,996 | 1,016 | 1,025 | 1,025 | 1,017 | 1,006 | 0,992 | 0,978 | 0,968 | 0,962 | 0,961 | 0,967 | 0,976 | 0,990 | 1,006 | 1,023 | 1,038 | 1,051 | 1,060 | |
| 9,5 | 0,932 | 0,972 | 1,004 | 1,020 | 1,028 | 1,026 | 1,018 | 1,006 | 0,993 | 0,982 | 0,975 | 0,972 | 0,977 | 0,987 | 1,000 | 1,015 | 1,033 | 1,048 | 1,059 | 1,065 | 1,066 | |
| 10,0 | 0,939 | 0,980 | 1,009 | 1,025 | 1,030 | 1,027 | 1,018 | 1,005 | 0,994 | 0 985 | 0,982 | 0,984 | 0,993 | 1,006 | 1,020 | 1,036 | 1,049 | 1,059 | 1,063 | 1,062 | 1,056 | |
| 10,5 | 0,946 | 0,985 | 1,013 | 1,028 | 1,031 | 1,026 | 1,016 | 1,004 | 0,994 | 0,989 | 0,988 | 0,994 | 1,005 | 1,019 | 1,033 | 1,046 | 1,054 | 1,058 | 1,055 | 1,048 | 1,033 | |
| 11,0 | 0,947 | 0,988 | 1,015 | 1,028 | 1,030 | 1,024 | 1,013 | 1,002 | 0,993 | 0,990 | 0,993 | 1,001 | 1,014 | 1,027 | 1,039 | 1,047 | 1,048 | 1,044 | 1,034 | 1,021 | 1,005 | |
| 11,5 | 0,949 | 0,988 | 1,016 | 1,027 | 1,028 | 1,021 | 1,010 | 0,998 | 0,991 | 0,991 | 0,996 | 1,006 | 1,017 | 1,029 | 1,037 | 1,039 | 1,034 | 1,024 | 1,010 | 0,994 | 0,977 | |
| 12,0 | 0,950 | 0,990 | 1,015 | 1,025 | 1,024 | 1,015 | 1,004 | 0,994 | 0,988 | 0,990 | 0,997 | 1,007 | 1,018 | 1,026 | 1,029 | 1,025 | 1,015 | 1,000 | 0,984 | 0,970 | 0,958 | |
| 12,5 | 0,950 | 0,989 | 1,013 | 1,022 | 1,019 | 1,010 | 0,998 | 0,990 | 0,986 | 0,989 | 0,997 | 1,007 | 1,015 | 1,019 | 1,017 | 1,010 | 0,995 | 0,980 | 0,965 | 0,955 | 0,950 | |
| 13,0 | 0,950 | 0,989 | 1,012 | 1,019 | 1,015 | 1,004 | 0,993 | 0,986 | 0,984 | 0,989 | 0,997 | 1,006 | 1,012 | 1,012 | 1,005 | 0,993 | 0,980 | 0,965 | 0,955 | 0,952 | 0,955 | |
| 13,5 | 0,950 | 0,990 | 1,011 | 1,016 | 1,011 | 1,000 | 0,990 | 0,983 | 0,984 | 0,989 | 0,998 | 1,005 | 1,008 | 1,004 | 0,995 | 0,982 | 0,968 | 0,958 | 0,954 | 0,958 | 0,970 | |
| 14,0 | 0,951 | 0,990 | 1,010 | 1,015 | 1,008 | 0,997 | 0,987 | 0,983 | 0,985 | 0,991 | 0,999 | 1,005 | 1,005 | 0,998 | 0,987 | 0,975 | 0,965 | 0,961 | 0,965 | 0,976 | 0,991 | |
| 14,5 | 0,954 | 0,990 | 1,011 | 1,014 | 1,008 | 0,996 | 0,986 | 0,984 | 0,987 | 0,994 | 1,002 | 1,005 | 1,003 | 0,994 | 0,983 | 0,970 | 0,969 | 0,971 | 0,981 | 0,997 | 1,010 | |
| 15,0 | 0,956 | 0,993 | 1,012 | 1,014 | 1,006 | 0,995 | 0,987 | 0,986 | 0,991 | 0,998 | 1,005 | 1,006 | 1,002 | 0,994 | 0,983 | 0,977 | 0,978 | 0,987 | 1,001 | 1,018 | 1,032 | |
| 15,5 | 0,959 | 0,995 | 1,013 | 1,014 | 1,006 | 0,995 | 0,989 | 0,989 | 0,995 | 1,002 | 1,008 | 1,007 | 1,001 | 0,992 | 0,985 | 0,984 | 0,991 | 1,003 | 1,019 | 1,032 | 1,048 | |
| 16,0 | 0,961 | 0,998 | 1,015 | 1,014 | 1,006 | 0,995 | 0,990 | 0,992 | 0,999 | 1,007 | 1,010 | 1,008 | 1,001 | 0,994 | 0,990 | 0,993 | 1,003 | 1,018 | 1,031 | 1,040 | 1,039 | |
| 16,5 | 0,964 | 0,999 | 1,016 | 1,015 | 1,005 | 0,996 | 0,992 | 0,995 | 1,002 | 1,009 | 1,011 | 1,008 | 1,001 | 0,995 | 0,995 | 1,001 | 1,014 | 1,027 | 1,035 | 1,037 | 1,028 | |
| 17,0 | 0,965 | 1,001 | 1,016 | 1,014 | 1,005 | 0,996 | 0,993 | 0,998 | 1,005 | 1,011 | 1,012 | 1,007 | 1,000 | 0,996 | 0,999 | 1,008 | 1,020 | 1,030 | 1,032 | 1,026 | 1,012 | |
| 17,5 | 0,966 | 1,002 | 1,016 | 1,013 | 1,003 | 0,995 | 0,994 | 0,999 | 1,007 | 1,011 | 1,009 | 1,005 | 0,998 | 0,997 | 1,002 | 1,012 | 1,023 | 1,027 | 1,023 | 1,013 | 0,994 | |
| 18,0 | 0,966 | 1,002 | 1,015 | 1,012 | 1,002 | 0,994 | 0,994 | 1,000 | 1,007 | 1,010 | 1,008 | 1,001 | 0,997 | 0,997 | 1,004 | 1,014 | 1,020 | 1,018 | 1,008 | 0,993 | 0,978 | |
| 18,5 | 0,966 | 1,001 | 1,014 | 1,010 | 1,000 | 0,993 | 0,994 | 1,001 | 1,007 | 1,009 | 1,005 | 0,999 | 0,995 | 0,997 | 1,005 | 1,012 | 1,014 | 1,007 | 0,993 | 0,978 | 0,969 | |
| 19,0 | 0,966 | 1,002 | 1,013 | 1,008 | 0,998 | 0,992 | 0,994 | 1,001 | 1,006 | 1,006 | 1,001 | 0,995 | 0,993 | 0,997 | 1,004 | 1,009 | 1,006 | 0,995 | 0,981 | 0,970 | 0,967 | |
| 19,5 | 0,967 | 1,001 | 1,012 | 1,006 | 0,996 | 0,991 | 0,994 | 1,001 | 1,005 | 1,004 | 0,998 | 0,992 | 0,992 | 0,997 | 1,003 | 1,005 | 0,998 | 0,985 | 0,973 | 0,967 | 0,973 | |
| 20,0 | 0,967 | 1,001 | 1,011 | 1,004 | 0,995 | 0,991 | 0,994 | 1,001 | 1,004 | 1,001 | 0,995 | 0,991 | 0,992 | 0,998 | 1,003 | 1,001 | 0,991 | 0,980 | 0,972 | 0,975 | 0,986 | |
| 20,5 | 0,968 | 1,002 | 1,010 | 1,003 | 0,994 | 0,991 | 0,995 | 1,001 | 1,003 | 1,000 | 0,994 | 0,991 | 0,994 | 0,999 | 1,002 | 0,998 | 0,987 | 0,978 | 0,977 | 0,990 | 1,001 | |
| 21,0 | 0,968 | 1,002 | 1,010 | 1,003 | 0,994 | 0,991 | 0,996 | 1,002 | 1,003 | 0,999 | 0,993 | 0,992 | 0,996 | 1,001 | 1,002 | 0,996 | 0,987 | 0,982 | 0,989 | 1,001 | 1,015 | |
| 21,5 | 0,969 | 1,003 | 1,010 | 1,002 | 0,994 | 0,992 | 0,999 | 1,004 | 1,093 | 0,998 | 0,994 | 0,995 | 0,999 | 0,995 | 1,002 | 0,995 | 0,988 | 0,988 | 0,998 | 1,013 | 1,025 | |
| 22,0 | 0,971 | 1,004 | 1,011 | 1,002 | 0,994 | 0,994 | 1,000 | 1,005 | 1,004 | 0,998 | 0,995 | 0,997 | 1,000 | 1,004 | 1,002 | 0,995 | 0,991 | 0,997 | 1,010 | 1,024 | 1,024 | |
| 22,5 | 0,973 | 1,005 | 1,011 | 1,002 | 0,995 | 0,995 | 1,002 | 1,006 | 1,004 | 0,998 | 0,996 | 1,000 | 1.005 | 1,005 | 1,002 | 0,996 | 0,996 | 1,006 | 1,018 | 1,028 | 1,028 | |
| 23,0 | 0,973 | 1,006 | 1,011 | 1,002 | 0,995 | 0^997 | 1,003 | 1,006 | 1,004 | 0,998 | 0,997 | 1,002 | 1,007 | 1,007 | 1,002 | 0,997 | 1,001 | 1,011 | 1,022 | 1,025 | 1,016 | |
| 23,5 | 0,975 | 1,006 | 1,011 | 1,002 | 0,995 | 0,998 | 1,004 | 1,006 | 1,003 | 0,998 | 0,998 | 1,003 | 1,008 | 1,006 | 1,001 | 0,998 | 1,004 | 1,015 | 1,021 | 1,016 | 1,002 | |
| 24,0 | 0,975 | 1,006 | 1,010 | 1,001 | 0,995 | 0,998 | 1,005 | 1,006 | 1,002 | 0,998 | 0,999 | 1,004 | 1,007 | 1,004 | 1,999 | 0,999 | 1,007 | 1,015 | 1,016 | 1,006 | 0,990 | |
| 24,5 | 0,975 | 1,006 | 1,009 | 1,000 | 0,995 | 0,999 | 1,005 | 1,005 | 1,090 | 0,997 | 1,000 | 1,004 | 1,006 | 1,662 | 0,998 | 0,999 | 1,007 | 1,012 | 1,007 | 0,995 | 0,974 | |
| 25,0 | 0,975 | 1,006 | 1,008 | 0,999 | 0,995 | 0,999 | 1,004 | 1,004 | 0,999 | 0,996 | 1,000 | 1,004 | 1,004 | 0,999 | 0,996 | 1,000 | 1,007 | 1,008 | 0,998 | 0,984 | 0,975 | |
| 25,5 | 0,975 | 1,006 | 1,007 | 0,998 | 0,994 | 0,999 | 1,004 | 1,002 | 0,997 | 0,996 | 1,000 | 1,003 | 1,002 | 0,'997 | 0,995 | 1,000 | 1,005 | 1,001 | 0,989 | 0,978 | 0,977 | |
| 26,0 | 0,975 | 1,006 | 1,006 | 0,997 | 0,994 | 0,999 | 1,003 | 1,001 | 0,996 | 0,996 | 1,000 | 1,002 | 0,999 | 0,995 | 0,995 | 1,000 | 1,002 | 0,997 | 0,984 | 0,978 | 0,983 |
Содержание | Приложение
Технические данные двигателей серии дг
Таблица П3
Технические данные двигателей серии ДГ (напряжение возбуждения UВ = 36 В; напряжение управления UНОМ = 30 В; напряжение трогания UТР = 0,5 В).
Содержание | Приложение
Технические данные двигателей серии ди
Технические данные двигателей серии ДИ. Таблица П12
Содержание | Приложение
Технические данные двигателей серии дпм
Таблица П11
Технические данные двигателей серии ДПМ (напряжение питания UП = 220 B).
Содержание | Приложение
Технические данные двигателей типа адп
Технические данные двигателей типа АДП. Таблица П2
Содержание | Приложение
Технические данные двигателей типа дид
Таблица П1
Технические данные двигателей типа ДИД. (напряжение возбуждения UВ = 36 В; напряжение управления UНОМ = 30 В; частота сети 400 Гц).
Содержание | Приложение
Технические данные двигателей типа ми
Технические данные двигателей типа МИ. Таблица П4
Продолжение табл. ?4
Содержание | Приложение
Технические данные двигателей типа п
Технические данные двигателей типа П. Таблица П10
Содержание | Приложение
Технические данные электромашинных усилителей
Технические данные электромашинных усилителей. Таблица ?6
Содержание | Приложение
Технические данные сельсинов
Технические данные сельсинов. Таблица ?7
Содержание | Приложение
Технические данные вращающихся трансформаторов
Технические данные вращающихся трансформаторов. Таблица ?8
Содержание | Приложение
Технические параметры аксиально-поршневых насосов типа пд и гидромоторов типа пм
Таблица П5
Технические параметры аксиально-поршневых насосов типа ПД и гидромоторов типа ПМ.
Содержание | Приложение
Технико-экономические требования k следящим приводам
2.1. ТЕХНИКО-ЭКОНОМИЧЕСКИЕ ТРЕБОВАНИЯ K СЛЕДЯЩИМ ПРИВОДАМ
Эффективность использования СП, как и любого изделия машиностроения, определяется экономической эффективностью, связанной с уменьшением затрат на производство и сроков освоения новой техники, и технической эффективностью, связанной с повышением качества изделия.
Под качеством изделия понимают совокупность свойств, обеспечивающих выполнение возложенных на изделие задач, на фоне затрат, израсходованных на его изготовление. Проблема повышения качества стоит очень остро, так как в процессе эксплуатации и хранения изделий происходят их отказы по причинам наличия дефектов изготовления, влияния внешних условий и чрезмерного (не всегда оправданного) усложнения аппаратуры.
Различают следующие качественные показатели изделий: назначения, живучести, надежности, технологичности конструкции и т. п. Обеспечение показателей качества необходимо на всех стадиях изготовления изделия. Однако на практике отдельные этапы изготовления предъявляют требования к выполнению определенных показателей. Так, на этапе проектирования СП главные требования предъявляются к обеспечению показателей назначения и надежности.
Показатели назначения характеризуют свойства изделия, которые определяют основные функции и обусловливают область его применения.
K показателям назначения СП относятся:
основные параметры OP (момент инерции J?, угловая скорость ??, угловое ускорение ??);
характеристики управляющих и возмущающих воздействий (законы изменения во времени, максимальное значение и т. д.),
точность СП, определяемая статической и динамической погрешностями;
показатели качества процесса регулирования — время регулирования tр, перерегулирование ?, показатель колебательности M;
род источника питания и допустимая потребляемая мощность;
эксплуатационные условия — диапазоны изменения температуры, давления, влажности, перегрузки, вибрации, ударной нагрузки;
габаритные и весовые характеристики.
Назад | Содержание
| Вперед
Типовые электрические схемы
11.2. ТИПОВЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ СХЕМЫ
ИСП с транзисторными усилителями мощности.
Одна из возможных принципиальных схем ИСП с транзисторным усилителем мощности и двигателем постоянного тока показана на рис. 131. Выходной каскад усилителя ИСП построен по мостовой схеме на транзисторах VT1—VT4, работающих в режиме переключения и осуществляющих управление двигателем по цепи якоря. Диоды VD5—VD8 служат для исключения инверсных токов через насыщенные транзисторы в момент их запирания. Реверс двигателя осуществляется изменением полярности напряжения за счет режима несимметричной коммутации транзисторов. Заданный режим реализуется о помощью импульсного усилителя (работа которого описана в п. 6, гл. 8), состоящего из двух идентичных ШИМ A1 и A2 и двух схем управления A3 и A4.
B рассматриваемом ИСП в качестве измерителя рассогласования применена двухотсчетная сельсинная передача: на сельсинах BC1 и BE1 грубого отсчета и на сельсинах BC2 и BE2 точного отсчета, связанных между собой редукторами q1, q2. Переключение работы ИСП с точного на грубый отсчет осуществляется синхронизирующим устройством, выполненным на диодах VD1—VD4 и резисторах R1, R2.
Выделенный схемой синхронизации сигнал рассогласования через фильтр C1, R3 поступает на вход трехкаскадного УПТ в интегральном исполнении. Первым каскадом усилителя является однополупериодный демодулятор, состоящий из интегрального прерывателя DA1, трансформатора T1 и резистора R4 Суммирование выпрямленного и отфильтрованного контуром R5, C2 сигнала рассогласования и корректирующего сигнала ОС осуществляется по схеме параллельного сложения на резисторах R6, R7, Суммарный сигнал поступает на вход усилителя напряжения, оба каскада которого выполнены на интегральных микросхемах DA2, DA3 и резисторах R8—R12. Весь каскад усиления на ОУ является фазоинверсным для получения на выходе разнополярного сигнала, необходимого для работы импульсного усилителя.
Рассмотрим работу привода. При отсутствии рассогласования сигнал управления равен нулю, широтно-импульсные модуляторы A1 и A2 не коммутируются и со схем управления A3 и A4 поступают сигналы, открывающие транзисторы VT2, VT4 и запирающие транзисторы VT1, VT3. Транзисторы VT2, VT4 совместно с диодами VD6, VD8 закорачивают якорь двигателя M, обеспечивая ему электродинамическое торможение.
При появлении в приводе рассогласования напряжение, пропорциональное погрешности, снимается со статорной обмотки сельсина BE2 при углах, меньших угла переключения ?п, и сельсина BE1 при углах, больших ?п. Полярность сигнала управления на выходе ДМ зависит от знака рассогласования. А так как состояние ШИМ определяется знаком сигнала управления, то от этого зависит, какая из пар транзисторов VT1, VT2 или VT3, VT4 начнет переключаться и, следовательно, в какую сторону будет отрабатывать двигатель M.
Рис. 131. ИСП с транзисторным усилителем
Так, если отрицательное напряжение поступит на вход A1, то он начинает коммутироваться и схема управления A3 вырабатывает последовательность однополярных импульсов — на транзистор VT2 положительных, закрывающих его, и на транзистор VT1 отрицательных, открывающих его. А так как состояние транзисторов VT3 и VT4 осталось неизменным, то ток через якорь двигателя потечет справа налево в течение длительности импульса через транзисторы VT1, VT4, разгоняя двигатель и уменьшая рассогласование в приводе.
Для получения заданных динамических свойств в ИСП применена корректирующая гибкая ОС, сформированная с помощью тахогенератора BR, делителя R14, R15 и дифференцирующего контура C4, R13. Сигнал, пропорциональный второй производной от угла поворота выходного вала, подается на вход УПТ в полярности, противоположной полярности сигнала погрешности. Суммарный сигнал уменьшается, напряжение на якоре двигателя тоже, а следовательно, перерегулирование в приводе уменьшается и устойчивость возрастает.
Рассмотренный привод отличается простотой, высоким быстродействием и хорошими энергетическими характеристиками.
Схема ИСП, в котором в качестве исполнительного устройства применен асинхронный двигатель АДП-563А, приведена на рис. 132. Для управления такого двигателя в целях уменьшения мощности рассеяния выходных транзисторов выбран усилитель с широтно-импульсной модуляцией напряжения выходного каскада. Выходной каскад усилителя выполнен на транзисторах VT4 и VT5 в режиме переключения по двухтактной схеме с согласующим трансформатором T4, напряжение с которого подается на обмотку управления двигателя М.
Сигнал рассогласования привода, выделенный измерителем рассогласования на двух CKBT (TC и TE), в виде напряжения переменного тока складывается с сигналом принимающего тахогенератора BR, конструктивно выполненного в одном корпусе с двигателем. Суммарное напряжение усиливается каскадом усилителя, построенного на DA1, резисторах R1—R4, и через фильтрующую цепочку C1, R5 подается на вход однополупериодного ДМ, в качестве которого применен интегральный прерыватель DA2 с трансформатором T1 и резистором R7. Для формирования опорного напряжения служит резистор R6 и два стабилитрона VD1и VD2, для сглаживания пульсации выпрямленного напряжения — цепь R8, C2.
Сигнал по постоянному току усиливается ОУ DA3, DA4 c передаточными коэффициентами, определяемыми отношениями R11/R9 и R12/R10. Инвертирование фазы выходного сигнала, необходимое для работы последующих ШИМ, достигается подачей управляющего сигнала на разноименные входы указанных усилителей. С выхода УПТ усиленный сигнал поступает на двухканальный ШИМ (A1 и A2), вырабатывающий последовательность однополярных импульсов со скважностью, зависящей от управляющего сигнала. По устройству ШИМ A2 аналогичен A1 (см. рис. 90), но работает в противофазе с ним, что достигается подачей на их входы разнополярных сигналов.
Рис. 132. ИСП с асинхронным двигателем
Последующее преобразование импульсного напряжения постоянного тока в импульсное напряжение переменного тока осуществляется идентичными по своему построению модуляторами A3 и A4. Раскрытый на рис. 132 модулятор A3 состоит из согласующего транзистора VT1, одновременно усиливающего прямоугольное импульсное напряжение, и двух ключевых коммутаторов, собранных на транзисторах VT2 и VT3, трансформаторе T1, резисторах R13 и R14, диодах VD3, VD4. Частота опорного прямоугольного напряжения Uоп, поступающего с T1, должна соответствовать частоте напряжения возбуждения двигателя и быть в 2 раза выше частоты пилообразного напряжения, а по фазе Uоп должно иметь сдвиг, равный ?/2 по отношению к фазе пилообразного напряжения.
В результате за один период импульса постоянного тока ключи VT2, VT3, попеременно замыкаясь, пропускают импульс тока через верхнюю, а затем через нижнюю обмотку согласующего трансформатора T2. Во вторичной обмотке трансформатора появляются знакопеременные импульсы, длительность которых определяется величиной управляющего сигнала.
Режимы работы ШИМ выбраны так, что они осуществляют принцип трехпозиционного реле. При отсутствии рассогласования в приводе на выходе трансформаторов T2 и T3 напряжения равны нулю и двигатель M обесточен. С появлением управляющего сигнала и в зависимости от его фазы коммутируется верхний или нижний канал ШИМ.
При коммутации нижнего канала импульсы тока, поступая через диоды VD5, VD6 к базам транзисторов VT4 и VT5, попеременно открывают их на время длительности импульса и пропускают коллекторный ток через диод VD11 и полуобмотки трансформатора T4. Частота вращения двигателя будет определяться скважностью импульсов. Реверс двигателя осуществляется сменой знака рассогласования, коммутацией нижнего канала ШИМ и подачей с трансформатора T3 через диоды VD7, VD8 импульсов к базе транзистора VT5, а затем VT4.
В выходном каскаде предусмотрена защита силовых транзисторов VT4, VT5 от ЭДС самоиндукции путем включения диодов VD9, VD10.
Рассмотренный привод отличается простотой конструкции, компактностью, высокой надежностью, что обеспечивается применением бесконтактных элементов и режимом работы усилителя. Однако вследствие большой скоростной погрешности, вносимой тахогенератором, осуществляющим жесткую ОС, применение привода в особо точных системах ограничено.
ИСП с тиристорными усилителями мощности. В ИСП на базе тиристорного усилителя мощности с выходом на постоянном токе (рис. 133) сигнал управления вырабатывается с помощью двухканального измерителя рассогласования на сельсинах, из которых датчики BC1 и BC2 кинематически связаны с задающим валом, а приемники BE1 и BE2 — с исполнительным валом ИСП. Напряжение, пропорциональное сигналу рассогласования, поступает на вход синхронизирующего устройства, выполненного на диодах VD1—VD4 и резисторах R1 и R2. В зависимости от значения рассогласования выделяется управляющий сигнал переменного тока по каналу ГО или TO.
Для усиления и преобразования переменного сигнала в постоянный служит усилитель A1 в интегральном исполнении. Для исключения попадания постоянного напряжения на вход прерывателя предусмотрен конденсатор C1.
Силовая часть тиристорного привода построена по схеме двухполупериодного выпрямителя и содержит трансформатор T1 со средней точкой и две группы тиристоров VS1, VS2 и VS3, VS4, включенных встречно-параллельно. Нагрузкой выходного каскада является якорная обмотка двигателя M постоянного тока с независимым возбуждением. Управление тиристорами осуществляется блоком, состоящим из двух каналов A2 и A3 фазосдвигающего устройства. Устройство каждого канала, а также назначение элементов (резисторов R3—R10, конденсаторов C2, C3, транзисторов VT1—VT5, диодов VD5—VD8) аналогичны устройству и назначению компонентов ФСУ, изображенного на рис. 92.
В целом блок управления тиристорами обладает характеристикой трехпозиционного реле. При входном сигнале, меньшем напряжения срабатывания АДД, все тиристоры выходного каскада находятся в закрытом состоянии и двигатель полностью обесточен. В случае превышения входным сигналом напряжения срабатывания АДД открывается тот канал ФСУ, на вход которого поступает отрицательный сигнал. Например, при работе A2 управляющие импульсы с трансформатора T2 поступают на тиристоры VS1, VS3. В первый полупериод из них открывается тот тиристор, на анод которого подан «+» напряжения с дифференциальной обмотки трансформатора T1, например VS1. Во второй полупериод напряжения питания открывается тиристор VS2, и по нагрузке в оба полупериода протекает ток одного направления.
Сила тока будет зависеть от угла сдвига ? управляющего импульса, а он в свою очередь — от уровня входного сигнала UУ. Чем больше этот уровень, тем меньше время перезаряда конденсатора ФСУ (рис. 134, а) и тем больше частота импульсов с выходной обмотки T2 (см. рис. 133). Это видно из диаграмм, изображенных на рис. 134, б. Тиристоры открываются первым импульсом из пачки, укладывающейся в полупериод опорного напряжения, на остальные импульсы они не реагируют.
Для синхронизации работы обоих каналов ФСУ служит транзистор VT1(см. рис. 133).
Рис. 133. ИСП с тиристорным усилителем
Со сменой полярности управляющего сигнала начинает функционировать нижний канал ФСУ. При этом вырабатываются импульсы управления с трансформатора T3 и изменяется направление тока через якорь двигателя M. С помощью редуктора q двигатель перемещает нагрузку H и ротор сельсина BE2 до положения нового согласования. В качестве корректирующего устройства применен тахогенератор BR постоянного тока, сигнал с которого дифференцируется контуром R11, C5. Конденсатор C4 применен для сглаживания пульсаций прерывистого тока, протекающего по якорю двигателя.
ИСП с трехфазными тиристорными усилителями. Эти приводы обеспечивают мощность до 300 кВт и требуемое качество управления механизмов подачи металлорежущих станков и установок для разворота больших нагрузок. К ним предъявляют жесткие требования по обеспечению высоких частот вращения нагрузки при ее изменении и изменении внешних факторов (температуры и т. д.). Принципиальная схема привода станка с программным управлением дана на рис. 135. В состав привода входят предварительный усилитель напряжения, блок управления, состоящий из шести идентичных ФСУ (Al—А2), блок пилообразного напряжения A7, электродвигатель M постоянного тока со встроенным тахогенератором BR, дроссели L1, L2.
Рис. 134. Диаграмма работы тиристорного усилителя
Питание двигателя осуществляется от трехфазной сети переменного тока через двухполупериодный выпрямитель VS1—VS6 с нулевым выводом.
Входное воздействие, поступающее в виде программы от аналоговой ЭВМ, сравнивается с сигналом UТГ ОС, реализуемой с помощью тахогенератора BR и делителя R28, R29. Сигнал рассогласования в виде разности U? = Uв — UТГ поступает на первый каскад усилителя, собранный на ОУ DA1и резисторах R1—R4. Каскад на усилителе DA2 и резисторах R5—R9 служит для суммирования сигнала рассогласования с сигналом корректирующей OC по ускорению, реализуемой с помощью сериесного резистора R24, делителя R25, R26 и дифференцирующего контура R27, C3. Усилитель DA3 совместно с резисторами R11—R13 осуществляет инвертирование по фазе управляющего сигнала.
С выхода DA3 сигнал через резистор R14 и диодный ограничитель VD3, VD4 поступает на входы ФСУ (A1—A3), открывающих тиристоры выпрямительной группы VS1—VS3. Неинвертированный управляющий сигнал с выхода DA2 подается через резистор R10 и диодный ограничитель VD1—VD2 на входы ФСУ (A4—A6), управляющих тиристорами инверторной группы VS4—VS6.
Рис. 135. Тиристорный привод станка
Блок управления предназначен для выработки и распределения управляющих импульсов между тиристорами работающей группы. Он состоит из шести ФСУ, из которых на рис. 135 раскрыт только Al. Каждый из ФСУ работает по принципу «вертикального» управления и включает ШИМ, собранный на транзисторах VT1, VT2, резисторах R15—R22, и формирователь импульсов, построенный на основе ждущего блокинг-генератора (транзистор VT3, резистор R23, конденсаторы C1, C2 и диоды VD5—VD7). Для сдвига управляющего импульса при отсутствии рассогласования на 90° относительно точки естественного зажигания тиристора к базе транзистора VT1 через резистор R17 приложено отрицательное смещение. В этом случае блок управления приобретает свойства трехпозиционного реле. При UУ = 0 угол регулирования ? = 90°. Токи, протекающие во всех тиристорах в прямом и обратном направлениях, компенсируются, и напряжение на двигателе M равно нулю.
При положительной полярности сигнала рассогласования (UУ > 0) угол регулирования управляющего импульса, вырабатываемого Al—A3, уменьшается от 90 к 0° (по мере увеличения рассогласования).
Ток через двигатель протекает через тиристоры выпрямительной группы VS1—VS3 от фаз питающего напряжения к нулевому зажиму. Переключение тиристоров внутри работающей группы происходит в порядке следования фаз A, B, C питающего напряжения и в соответствии с поступлением очередного управляющего импульса, сдвинутого на 60° относительно предыдущего (см. рис. 105). Сдвиг по фазе в 60° осуществляется специальной фазировкой пилообразного напряжения в блоке пилообразных напряжений A7 относительно синусоидального напряжения каждого тиристора.
При смене знака рассогласования (UУ < 0) угол регулирования управляющих импульсов, вырабатываемых ФСУ A4—A6, увеличивается от 90 к 180°. Для работы двигателя используется инверторная группа тиристоров VS4—VS6, определяющая направление тока через двигатель от нулевого зажима к фазам питающего напряжения и осуществляющая реверс двигателя. Дроссели L1, L2 предназначены для защиты тиристоров от сквозных токов.
Для защиты тиристоров от пробоя при подаче на управляющий электрод отрицательного по отношению к катоду напряжения последовательно с управляющим электродом включен диод VD8.
Для обеспечения качественных показателей работы привода станка использована корректирующая OC с датчика тока UA. Датчик формирует сигнал, пропорциональный току якоря двигателя (ускорению выходного вала), который после дифференцирования цепочкой C3, R27 подается на вход усилителя.
Основной проблемой при проектировании рассматриваемого привода является минимизация статических погрешностей, так как по своей структуре он является статическим. Существенного снижения суммарной погрешности можно добиться соответствующим выбором элементов схемы и в первую очередь ТГ, а также увеличением коэффициента усиления усилителя. Стабильность частоты вращения выходного звена привода станка обеспечивается в пределах 5 % от установленной.
В заключение следует отметить, что замена ЭМУ статическими тиристорными преобразователями привела к уменьшению массогабаритных характеристик, улучшению энергетических показателей, большей надежности, уменьшению стоимости привода и снижению производственного шума.
Назад | Содержание
| Вперед
Типовые схемы цифровых следящих приводов
15.3. ТИПОВЫЕ СХЕМЫ ЦИФРОВЫХ СЛЕДЯЩИХ ПРИВОДОВ
Цифроаналоговый следящий привод (ЦАСП). Одна из возможных схем ЦАСП дана на рис. 153, а. Привод построен по структуре подчиненного регулирования параметров, при которой основной контур — цифровой, а внутренний — аналоговый.
Аналоговый контур, образованный с помощью датчика скорости BR выходного вала и пассивного контура K (p), применен для обеспечения заданных динамических показателей.
Ha основании исходной информации или программы управляющая ЭВМ задает угол поворота исполнительному двигателю M в виде параллельного двоичного кода, который поступает на вход многоразрядного сумматора ??. Ha второй вход сумматора поступает параллельный двоичный код, вырабатываемый преобразователем UZVz в цепи OC. Ha входе сумматора формируется сигнал разности в двоичном коде, пропорциональный отклонению выходного вала от заданного ЭВМ угла. Этот сигнал с помощью АЦП Uzv преобразуется в напряжение, которое после предварительного усиления в AU поступает на вход фазосдвигающего устройства, расположенного в тиристорном усилителе мощности AW и управляющего его работой. Напряжение, снимаемое с усилителя, поступает на двигатель M, отрабатывающий рассогласование в приводе. Рассогласование отрабатывается циклически. Синхронизация работы привода осуществляется выходными сигналами с блока управления цифровой ЭВМ.
Ha рис. 157 приведена электрическая принципиальная схема восьмиразрядного ЦАСП, выполненная в соответствии со структурной схемой на рис. 153, а. По сигналу, поступающему с выхода блока управления AZ на синхронизирующие входы C выходного регистра DS1 ЭВМ, и буферного регистра DS2, в регистры заносится выходная информация ЭВМ и преобразователя OC Uvz , а с их выходов сигналы поступают на вход восьмиразрядного комбинационного сумматора SM. Сумматор выполнен на двух четырехразрядных микросхемах DD1 и DD2 (типа К155ИМЗ), соединенных последовательно так, что выход переноса P4 микросхемы DD1 соединен со входом переноса P0 микросхемы DD2. Прямые выходы регистра DS1 подключены к группе входов A1—A4 и микросхем DD1 и DD2, а инверсные выходы регистра DS2 подключены к группе входов B1—B4 этих же микросхем.
Если выходной сигнал УПТ превышает напряжение срабатывания ФСУ, то открывается один из каналов (верхний или нижний), на вход которого поступает отрицательный сигнал. По якорю двигателя M начинает протекать ток определенного направления, и двигатель перемещает нагрузку H и ротор датчика OC — вращающегося трансформатора TC. Напряжение, снимаемое с датчика, и соответствующий ему код, записанный в регистре DS2, изменяется в сторону уменьшения рассогласования по сравнению с кодом ЭВМ.
С приходом с блока управления AZ следующего тактового импульса код, соответствующий новому угловому положению выходного вала, заносится в регистр DS2, а выходная информация ЭВМ — в регистр DS1 и цикл отработки повторяется. В случае совпадения или малого расхождения кодов входного и OC выделяемое на выходе ЦАП напряжение будет меньше напряжения срабатывания ФСУ. Все тиристоры в этом случае будут закрыты, а двигатель обесточен.
В рассматриваемом приводе цифровые устройства обеспечивают высокую точность регулирования и облегчают процесс настройки и работы благодаря точному измерению и индикации угла поворота выходного вала. Аналоговые устройства, являясь выходными на исполнительную часть СП, обеспечивают требуемое качество переходных процессов за счет применения коррекции сигналом OC, пропорциональным второй производной от угла поворота вала нагрузки.
Цифровой СП с ПК—ШИМ. Структурная схема ЦАСП с преобразователем кода во временной интервал приведена на рис. 158, а. Как видно из схемы, код угла ?, задаваемый ЭВМ, и код угла ? сравниваются в вычислителе ??. Полученная разность кодов (код погрешности) преобразуется в широтно-импульсный аналоговый сигнал с помощью ПК—ШИМ Uzv и поступает на устройства непрерывного действия: усилитель A, исполнительный двигатель M, перемещающий с помощью редуктора q нагрузку H. Угол поворота выходного вала ? измеряется с помощью датчика TC и преобразуется в двоичный код ЦАП Uvz.
Принципиальная электрическая схема рассматриваемого привода приведена на рис. 158, б.
Выходные цепи блока AZ развязаны по постоянному току с элементами силового моста оптронными парами DS2—DS5. Алгоритм управления выбран таким, что при отсутствии сигнала с ПК—ШИМ (O) и наличии любого знака кода (0 или 1) насыщены транзисторы VT2, VT4 нижней половины моста, которые вместе с диодами VD2—VD4 закорачивают якорь двигателя, обеспечивая ему электродинамическое торможение. Транзисторы VT1, VT3 верхней половины моста закрыты.
Рис. 158. ЦАСП с ПК—ШИМ
При наличии указанных на рис. 158, б кодовых знаков и поступлении ШИМ - сигнала начинают коммутироваться транзисторы левой половины: схемы VT2 запирается, VT1 открывается на время длительности импульса. Состояние транзисторов правой половины схемы остается неизменным. Якорь двигателя периодически подключается к источнику питания Uп через транзисторы VT1 и VT4 и набирает среднюю за период частоту вращения, пропорциональную сигналу рассогласования, уменьшая последнюю.
При смене кодовых знаков коммутируются транзисторы VT3, VT4 правой половины моста, что приводит к изменению направления тока в якорной цепи и реверсу двигателя. С помощью редуктора q двигатель поворачивает на угол ? нагрузку и ротор датчика TC, входящего в состав ЦАП Uvz. Выходное напряжение датчика преобразуется в двоичный код и по цепи OC поступает на вход сумматора.
Основной трудностью при реализации мостового выходного каскада является защита транзисторов от сквозных токов в момент переключения. Благодаря несимметричному закону коммутации сквозные токи возможны только в одной половине моста. Полного устранения их можно добиться включением в цепь якоря сериесного резистора, напряжение e которого в виде сигнала отрицательной OC следует подать через пороговое устройство на блок логики, несколько усложнив его.
Использование ПК—ШИМ и блока логики в рассматриваемом приводе позволяет обеспечить высокую надежность, точность, быстродействие и простоту согласования с управляющей цифровой ЭВМ. Компактность отдельных устройств и всего привода в целом отвечает современным требованиям микро миниатюризации производства.
Импульсные цифровые следящие приводы (ИЦСП). Как отмечалось ранее, ИЦСП, построенные на основе ШД, являются последовательно дискретными приводами, начиная от программы и до перемещения нагрузки. Эта особенность дает такие преимущества перед ЦАСП, как повышенную помехозащищенность; структурную простоту ввиду отсутствия необходимости во внутренних цепях OC; высокие динамические свойства благодаря созданию ШД с высокой частотой приемистости и отсутствию перерегулирования при возмущениях; простоту сопряжения с цифровой ЭВМ.
Рис. 159. Импульсный ЦСП
Разомкнутая цепь регулирования ШД (рис. 159, а) состоит из программоносителя (управляющей ЭВМ), блока управления DZ, включающего коммутатор SZ и усилитель мощности AW, и шагового двигателя M, связанного с нагрузкой H посредством механического или электрического редуктора q. Штриховой линией на рис. 159, а обозначен еще один элемент Uzc — преобразователь код — импульс, предусматриваемый в цепи управления в случае задания программы в двоичном коде. При числовом задании программы необходимость в нем отпадает, и сигнал управления в виде суммы импульсов, определяющей общее перемещение нагрузки, поступает на блок управления DZ.
Блок управления служит для преобразования полученной последовательности импульсов в m-фазную комбинацию (по числу фаз ШД), определяемую способом управления ШД. Импульсы, усиленные по мощности каскадом AW, поступают на обмотки ШД. Ha каждый импульс программы ШД перемещает нагрузку на строго определенный шаг. Таким образом, в разомкнутом приводе ШД совмещает функции измерительного и исполнительного устройств.
ИЦСП, выполненные с применением ШД в виде разомкнутых систем передачи информации, находят широкое применение в периферийных устройствах ЭВМ, графопостроителях, системах числового программного управления станков. Ha рис. 159, б приведено устройство цифрового графопостроителя, с помощью которого осуществляется вывод результирующей графической информации из системы на базе ЭВМ CM-3. Система графопостроителя [1] состоит из двух разомкнутых дискретных приводов, устройство которых аналогично устройству привода, показанного на рис. 159, а.
Привод с ШД Mx кинематически связан с траверсой 4 и осуществляет перемещение ее по координате x. Привод с ШД My перемещает каретку 1 с пишущим устройством 2 относительно траверсы 3 по координате у. В результате совместного действия двух приводов на планшете графопостроителя вычерчивается контур 4, соответствующий выходным данным ЭВМ. В качестве шаговых применены двигатели типа ДШИ-368-8, работающие в режиме с полным и дробным шагом.
Точность разомкнутых систем зависит от точности отработки отдельных шагов и точности редуктора. Быстродействие привода определяется частотой приемистости ШД, а также параметрами блока управления и, в первую очередь, электронного коммутатора.
Коммутатор. Одним из основных элементов блока управления является коммутатор, который служит для распределения на обмотки управления ШД управляющих импульсов, обеспечивающих дискретное изменение состояния электромагнитного поля в воздушном зазоре машины. К коммутатору предъявляют требования простоты, надежности, экономичности и помехоустойчивости при условии обеспечения заданного закона распределения импульсов. Применение стандартных логических элементов позволяет создать простые и надежные схемы коммутаторов.
Блок управления четырехфазным ШД (рис. 160, а) реализован на логических элементах серии 155. Коммутатор SZ состоит из блока логики AZ, собранного на четырех элементах 2И—HE (D3—D6), и управляющих триггеров DS2, DS3, дешифратора A, четырехразрядного регистра DS1 и двух элементов И (D1 и D2). Для управления ШД применена четырехтактная система коммутации с парным возбуждением обмоток, работающая согласно временной диаграмме на рис. 160, б.
Сигналы с выходов I - IV триггеров DS2, DS3 через усилитель мощности AW поступают на обмотки управления ШД. Последовательность распределения их определяется сочетанием сигналов OC, формируемых на выходных шинах дешифратора Д, управляющих сигналов «Вперед», «Назад» с выхода ЭВМ и работой блока логики AZ. Блок логики формирует команды на включение следующего состояния управляющих триггеров DS2, DS3 по известному текущему состоянию.
Пусть нулевому состоянию обоих триггеров (напряжения Ui и Uii на выходах I, II равны нулю) согласно таблице истинности, приведенной на рис. 160, в, соответствует единичное состояние шины «0» дешифратора. Токи управления через открытые транзисторы VT1, VT3 протекают по обмоткам 4 и 1 ШД (см. диаграмму на рис. 160, б). C подачей управляющей команды «Вперед» триггер DS2 должен перейти к состояние «1», а триггер DS3 остаться без изменения, чтобы обеспечить прямое направление вращения ШД. Для этого по переднему фронту импульса с генератора G фиксируется состояние выходов дешифратора в регистре DS1, Одновременно через открытые элементы D1, D3 этот импульс устанавливает триггер DS2 в состояние «1». Сигналы низкого уровня, открывающие транзисторы VT2, VT3, снимаются с выходов II, III и токи будут протекать по обмоткам 1 и 2 ШД.
Рис. 160. Блок управления ШД
Новой комбинации состояний триггеров согласно таблице истинности соответствует единичное состояние шины 1. Следующий при прямом ходе импульс управления пройдет через открытые элементы Dl, D5 на установку триггера DS3 в состояние «1», сигналы низкого уровня будут сниматься с выходов III - IV, а токи потекут по обмоткам 2 и 3. Таким образом, при прямом направлении вращения будут поочередно включаться шины ДШ: 0, 1, 2, 3, 0… обеспечивая протекания токов по обмоткам: 4—1, 1—2, 2—3. 3—4, 4—1 и т. д.
При подаче команды «Назад» управляющим импульсом открывается элемент D2 (D1 закрывается), поочередно подключаются шины ДШ: 0, 3, 2, 1, 0, обеспечивая изменение порядка коммутации выходов триггеров и протекания токов по обмоткам: 1—4, 4—3, 3—2, 2—1, 1—4 и т. д. Устройство, работающее по замкнутому циклу, получило название кольцевого коммутатора.
Показанный на рис. 160, а блок управления может быть применен в приводе графопостроителя (см. рис. 159, б) для одной оси, если управляющие команды «Вперед», «Назад» подаются с выхода микроЭВМ. Парафазные выходы триггеров DS2, DS3 через соответствующие усилители на транзисторах VT1—VT4 подключены к обмоткам ШД.
В результате при любом, состоянии триггеров пара обмоток ШД находится под напряжением, фиксируя ротор двигателя в соответствующем состоянии. Для исключения сбоев ШД при отключениях питания в устройство вводится блок памяти, в котором оперативно запоминается каждое новое состояние регистра DS1. При выключении питания состояние регистра сохраняется в блоке памяти. При вновь включенном напряжении вырабатывается импульс, по которому содержимое блока памяти переписывается в регистр. В результате ШД выставляется в положение, предшествующее моменту выключения питания.
Замкнутые ИЦСП. Применение разомкнутых ИЦСП часто не обеспечивает требуемой точности при отработке входной информации, так как возможна невосполнимая ее потеря. Поэтому представляет интерес применение ШД в замкнутых приводах, в которых ШД играет роль только исполнительного элемента, а преобразователь угла в код, являющийся измерительным элементом, определяет точность передачи угла.
С помощью замкнутых ИЦСП с главной OC по положению решается задача создания надежных, компактных расшифровывающих СП (РСП), предназначенных для связи цифровой ЭВМ с объектами управления. Как пример системы сопряжения рассмотрим приведенную на рис. 161 структурную схему привода, используемого в качестве преобразователя цифра — вал. Привод состоит из цифрового сумматора ??1, преобразователей UZc код—частота и UZ угол—код, блока управления DZ, шагового двигателя M, редуктора q и нагрузки в виде вращающегося трансформатора BT-5.
Рис. 161. Расшифровывающий ЦСП
Код положения выходного вала от датчика UZ одновременно с кодом задания из ЭВМ поступает на вычислитель ??1. Вычислитель формирует управляющий сигнал в виде суммы погрешности по положению ? и скорости изменения этой погрешности d?/dt. Сигнал управления в двоичном коде одновременно с импульсом сопровождения подается на преобразователь UZc, где хранится в течение цикла сравнения. Преобразователь код— частота (ПКЧ) UZc работает по принципу интегратора. В каждом цикле ПКЧ содержимое регистра приема DS1 и регистра DS2 сумматора складывается в сумматоре ??2.
В моменты переполнения сумматора формируются импульсы частоты, зависящей от кода управляющего сигнала. Чем больше код, тем быстрее переполняется сумматор.
Импульсы рабочей частоты fр с выхода UZc и информация о знаке поступают на блок управления DZ, формирующий закон изменения токов в обмотках двигателя M. С помощью редуктора q ШД перемещает ротор BT и одновременно ротор преобразователя UZ со скоростью, зависящей от fр, и до тех пор, пока код разности, формируемый в ??1, не станет ниже порога срабатывания привода. Так как при этом угол поворота BT будет соответствовать коду, заданному в ЭВМ, то привод в целом выполняет функцию преобразователя цифра—вал. Напряжение, снимаемое с BT, можно использовать в качестве задающего сигнала в непрерывных системах управления объектами.
Отличительной особенностью рассмотренного привода является пропорциональность управления, высокое быстродействие и точность работы, высокая надежность и малая мощность потребления. Так как устойчивость привода определяется динамикой работы ШД, в котором переходной процесс заканчивается в течение времени, необходимого для отработки одного импульса, то нет необходимости в проведении динамического расчета всего привода.
Рис. 162. Дискретный привод гидропресса
В ИЦСП особый интерес представляет использование маломощного ШД в качестве промежуточного средства связи гидравлического исполнительного устройства с цифровой ЭВМ. Перспективность применения такого сочетания состоит в том, что оно обеспечивает надежность ШД в сочетании с высокими динамическими характеристиками гидропривода дроссельного типа. Структурная схема регулятора скорости гидравлического пресса [16] показана на рис. 162, a. Ha траверсе пресса установлен датчик UZ обратной связи. Сигнал, пропорциональный скорости движения пресса, в цифровой форме подается на блок ??1, где сравнивается с сигналом, определяемым скоростью движения пресса, заданной ЭВМ. Число импульсов, соответствующее коду рассогласования, и знак рассогласования через блок задания внутреннего контура AZ подается на блок DZ управления ШД.
Импульсы с генератора GZ через блок управления DZ поступают на ШД M, который одновременно выполняет функции ЭМП и ЦАП, преобразуя электрическую цифровую информацию (в виде числоимпульсного кода) в соответствующее перемещение золотника распределителя гидропривода пресса.
Привод пресса работает по принципу релейных систем за счет отработки рассогласования ШД с равным шагом. Когда код погрешности на выходе блока сравнения ??1 достигнет определенного уровня, на выходе блока AZ появится сигнал, который разрешит прохождение импульсов с генератора GZ на обмотку управления ШД через коммутатор DZ в последовательности, зависящей от знака рассогласования ?. Вал ШД вращается с постоянной частотой и с помощью редуктора q перемещает золотник распределителя, изменяя скорость гидропривода до тех пор, пока рассогласование в скоростях не станет ниже порога срабатывания AZ.
Для повышения быстродействия и точности отработки угол поворота ШД фиксируется датчиком OC (сельсином-приемником BE). Сигнал с датчика BE поступает на элемент сравнения ??2 блока управления DZ, образуя замкнутый контур. Таким образом, ШД обеспечивает перемещение золотника управляющего распределителя при отклонении скорости пресса от заданной в главном контуре регулирования и дополнительное перемещение золотника в случае неточности отработки ЩД импульсов по внутреннему контуру.
B исполнительном устройстве гидропресса (рис. 162, б) на основе ШД с равным шагом для выработки сигнала рассогласования служат расположенный в блоке задания внутреннего контура AZ сельсин-датчик BC и сельсин-приемник BE, связанный с валом ШД посредством редуктора q. Фазные обмотки сельсинов BC и BE подключены к одному источнику трехфазного питания. Напряжения с однофазных обмоток поступают на блок управления DZ. Блок управления путём постоянного сравнивания фаз напряжений датчика и приемника пропускает с генератора GZ число импульсов, пропорциональное разности фаз, и в последовательности, зависящей от знака разности.
Импульсы, усиленные по мощности усилителями AW1—AW4, коммутируют парные обмотки управления двигателя M. При коммутации обмоток в последовательности: 1—2, 2—5, 3—4, 4—1 дискретный сигнал преобразуется в поворот ротора по часовой стрелке и в перемещение золотника распределителя P вправо.
При этом верхняя полость гидроцилиндра Ц соединяется с полостью нагнетания, а нижняя полость — со сливом, увеличивая скорость траверсы при движении вниз или уменьшая при движении вверх.
При коммутации обмоток ШД в другой последовательности двигатель вращается против часовой стрелки, перемещая золотник влево со всеми вытекающими из этого последствиями. Процесс коммутации обмоток ШД происходит до тех пор, пока фаза сигнала с датчика BE не сравнится с фазой сельсина-задатчика. При равенстве фаз блок управления DZ выдает сигнал, приводящий к останову ШД. Для изменения скорости отработки ШД в исполнительном устройстве предусмотрен делитель частоты A1. Для увеличения коэффициента усиления по мощности в рассмотренном приводе можно использовать двухкаскадный гидравлический усилитель.
Замена ЭМП на ШД с контуром внутренней OC повысила стабильность работы гидропривода, так как момент на валу ШД не зависит от значения рассогласования и на порядок выше, чем у ЭМП. Другим преимуществом является возможность изменения частоты вращения ШД в широком диапазоне, что обеспечивает различную скорость перемещения траверсы пресса и, как следствие, улучшение технологии прессования, повышение производительности пресса с одновременным снижением брака.
Назад | Содержание
| Вперед
Типовые схемы гидравлических следящих приводов c дроссельным регулированием
13.1. ТИПОВЫЕ СХЕМЫ ГИДРАВЛИЧЕСКИХ СЛЕДЯЩИХ ПРИВОДОВ C ДРОССЕЛЬНЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ
Гидравлические следящие приводы с дроссельным регулированием (ГСП (Д)) широко применяются в различных областях техники, там, где требуются высокое быстродействие, малые масса и размеры (системы управления летательными аппаратами, мобильными машинами различного назначения, много степенные моделирующие стенды и т. д.). Во многих случаях применение ГСП (Д) обусловлено простотой их конструкции и сравнительно низкой стоимостью в серийном производстве (станкостроение, металлургия и т. п.). Простота конструкции и высокое быстродействие определили применение ГСП (Д) в качестве механизмов управления для гидравлических следящих приводов с объемным регулированием (ГСП (O)).
Рис. 139. Принципиальная схема ГСП (ДМ)
Современные ГСП (Д) работают при давлениях нагнетания до (20 ... 30) МПа и при выходной мощности силовой части до 150 кВт. При выходной мощности до 5 кВт ГСП (Д) могут обеспечивать частоту среза следящей системы до 200 ... 300 с-1, а при мощности до 150 кВт—до 30...40 с-1. Как правило, ЗГР в ГСП (Д) управляется электрическими сигналами, хотя в различных областях техники применяются ГСП (Д), у которых ЗГР управляется механически (ГСП (ДМ)), например, приводы копировальных станков, систем управления тяжелых транспортных машин, морских судов и самолетов. В качестве примера на рис. 139 приведена принципиальная схема ГСП (ДМ), предназначенного для управления рулями самолета. Принцип работы такого привода следующий.
Если летчик через систему механической проводки, соединяющей штурвал с золотником, переместит тягу управления в точке A (при неподвижной точке C) на отрезок у, то золотник 2 сместится вправо на отрезок x (точка B переместится в точку В1). При этом линия нагнетания соединится с полостью Д гидроцилиндра 8, а его полость E соединится с линией слива. Поршень 4 гидроцилиндра начнет перемещаться по направлению стрелки L. Перемещение поршня вызовет перемещение рычажного механизма 1 вокруг точки A1. Точка C поршня гидроцилиндра, перемещаясь по направлению стрелки L, вызовет перемещение точки B1 по направлению стрелки K. Движение поршня происходит до тех пор, пока точка B1 не совместится с точкой B. Золотник займет нейтральное положение.
14.1. ТИПОВЫЕ СХЕМЫ ГИДРАВЛИЧЕСКИХ СЛЕДЯЩИХ ПРИВОДОВ C ОБЪЕМНЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ
Гидравлические следящие приводы с объемным регулированием — ГСП (O) — широко применяют в различных областях техники там, где ГСП (Д) или следящие электроприводы не удовлетворяют требованиям по основным характеристикам. ГСП (O) используют в металлорежущих станках, на судах* в качестве приводов рулей и приводов вращения лебедок, кранов, в подъемно-транспортных машинах, автомобилях, тракторах и в сельскохозяйственных машинах, авиации (приводы бортовых электрогенераторов), военно-морском флоте (приводы орудийных башен и винтовых движителей) и т. д.
По сравнению с ГСП (Д) ГСП (O) обладают следующими преимуществами: более высоким КПД и, как следствие, меньший нагрев рабочей жидкости; ГСП (O) позволяют управлять не только скоростью выходного звена ГИУ, но и ускорением.
ГСП (O) различаются и по типу гидромашин, типу механизмов управления (МУ) и по принципу управления (механическое ГСП (OM) и электрическое - ЭГСП (O)).
В качестве примера рассмотрим ГСП (OM) с ручным механическим управлением, которое применяется в системах небольшой мощности (рис. 147). С этой схеме управляющее воздействие обеспечивается с помощью ручки управления, угол ? поворота которой алгебраически суммируется с углом ?ОС отрицательной обратной связи на механическом дифференциале (МД).
B ГСП (OM) о гидравлическим усилителем в канале управления (рис. 148) рассогласование между управляющим воздействием (угол ?) и углом ?ОС отрицательной обратной связи, вырабатываемое на МД, воздействует на управляющий золотник, который управляет ГИУ в виде ГЦ, который, в свою очередь, управляет регулирующим органом насоса Н. Причем угол ? поворота регулирующего органа пропорционален смещению x золотника за счет механической обратной связи между выходным звеном ГЦ и золотником.
Рис. 147. Схема ГСП (OM) с механическим управлением: а — принципиальная; б — структурная
В ЭГСП (O) применяются и другие типы (МУ). В качестве примера рассмотрим принципиальную схему МУ с электрическим управлением, с двухкаскадным ЭГУ сопло-заслонка с синхронизирующими пружинами, которые используются и для реализации механической обратной связи от поворотного ГИУ (рис. 149).
Классификация приведена на рис. 140. Следует отметить, что в различных областях техники наибольшее распространение получили ЭГСП (Д) с непрерывным управляющим сигналом и ЭГСП (Д) с импульсным сигналом управления постоянной длительности и с постоянными амплитудой и частотой импульсов. Применение других видов дискретных управляющих сигналов ограничивается усталостной прочностью отдельных элементов конструкции (релейные, АИМ, ЧИМ, ШИМ) или чрезмерной сложностью схемы и, как следствие, снижением надежности работы (цифровые).
Учитывая изложенное выше, ограничимся рассмотрением схем ЭГСП (Д) с непрерывным управляющим сигналом и импульсным сигналом постоянной длительности и с постоянными амплитудой и частотой.
Принципиальная схема типичного ЭГСП (Д) с непрерывным управляющим сигналом с двухкаскадным ЭГУ сопло-заслонка приведена на рис. 141, а. При поступлении на вход операционного усилителя ОУ управляющего сигнала UУПР происходит алгебраическое суммирование этого сигнала с сигналом обратной связи Uoc. Сигнал рассогласования ?U поступает на вход преобразующего устройства ПУ, которое преобразует этот сигнал. Например, сигнал рассогласования переменного тока преобразуется в сигнал постоянного тока или уменьшается уровень электрических помех. Иногда ПУ обеспечивает формирование составляющих, пропорциональных производной или интегралу от ?U. Последние операции выполняются в последовательном корректирующем устройстве (ПКУ), которое входит в состав ПУ. Далее преобразованный сигнал ошибки ?U1 поступает на вход усилителя мощности УМ, в котором осуществляется усиление сигнала ?U1 по напряжению и мощности до значений, необходимых для управления ЭГУ.
Рис. 141. Принципиальные схемы ЭГСП (Д)
В соответствии со знаком и уровнем сигнала U на входе в ЭГУ его выходной каскад (золотниковый гидрораспределитель) смещается от своего нейтрального положения на определенную величину в ту или иную сторону, обеспечивая при этом движение выходного звена ГИУ со скоростью, в общем случае зависящей от нагрузки на ГИУ.
При движении выходного звена перемещается жестко соединенная с ним подвижная часть электрического датчика обратной связи (ДОС) (например, потенциометра или индукционного датчика), сигнал OC с которого через согласующую аппаратуру CA (например, фазочувствительный выпрямитель, фильтр, иногда операционный усилитель) поступает на вход ОУ. Движение выходного звена ГИУ будет происходить до тех пор, пока сигнал отрицательной ОС Uoc не сравняется по модулю с управляющим сигналом Uупр. Сигнал рассогласования ?U станет равным нулю. Выходной каскад ЭГУ займет нейтральное положение и перекроет магистрали, идущие от ЭГУ к ГИУ.
При использовании в качестве ГИУ гидромотора может быть сформирована следящая система по скорости. В этом случае в качестве датчиков угловой скорости используются тахогенераторы ТГ (рис. 141, б). Возможна и комбинированная схема, когда ЭГСП (Д) кроме обратной связи по скорости имеет обратную связь по углу поворота вала гидромотора или углу поворота объекта регулирования OP, соединенного с валом через редуктор P.
Известны ЭГСП (Д) с механической обратной связью (гидроприводы дорожно-строительных машин, некоторые уникальные приводы ракетных систем управления). Принципиальная схема такого привода, приведена на рис. 141, в. Структурные схемы рассмотренных выше ЭГСП (Д) (см. рис. 141) приведены на рис. 142.
Примечания: 1. Ha структурной схеме 142, б индексами 1 обозначены параметры передаточной функции силовой части для ГИУ в виде ГМ. Формулы для вычисления коэффициентов k01, A1, B1, C1, m1, и п1 могут быть получены по аналогии с формулами для коэффициентов k0, A, B, C, m и n [см. формулы (100)]. Угол ? — угол выходной координаты ГМ (угол поворота вала ГМ); MВ— внешний, возмущающий момент.
2. Ha структурной схеме 142, в
Принцип работы ЭГСП (Д) с импульсным управляющим сигналом постоянной длительности и с постоянными амплитудой и частотой с ИУ в виде ГМ [4] заключается в следующем (рис. 143, а).
Рис. 142. Структурные схемы ЭГСП (Д)
При отработке одного управляющего импульса вал шагового двигателя 1' (ШД) через редуктор 2 повернет золотник 3 на определенный угол. Ha этот же угол переместится винт 4 в гайке 5, жестко соединенный с ротором 6 ГМ. При неподвижном роторе ГМ поворот винта 4 в гайке 5 вызывает осевое перемещение золотника 3, например, вправо от нейтрального положения, в результате чего магистраль 7, идущая от золотника к распределительному узлу ГМ, соединится с линией нагнетания, а магистраль 8 — с линией слива. Под действием крутящего момента ротор ГМ начнет поворачиваться. Одновременно начнет вращение и гайка 5, которая через винт 4 приведет в движение золотник 3 по направлению к его нейтральному положению (влево). При непрерывной подаче управляющих импульсов вал ГМ будет вращаться со скоростью, пропорциональной частоте следования импульсов.
Принципиальная схема ЭГСП (Д) с импульсным управляющим сигналом постоянной длительности и с постоянными амплитудой и частотой с ГИУ в виде ГЦ и с механической обратной связью приведена на рис. 143, б.
Рис. 143. Принципиальные схемы импульсных ЭГСП (Д)
При отработке одного управляющего импульса вал шагового двигателя 1 поворачивает зубчатое колесо 9 механического редуктора-сумматора 10. Колесо 9 через сателлиты 8 и обойму 6 приводит во вращение золотник 5, который, смещаясь от своего нейтрального положения, соединяет одну полость ГЦ 4 с линией нагнетания, а другую — с линией слива. При движении выходного звена ГЦ через рейку 3 приводится во вращение зубчатое колесо 2, которое, вращая внешнее колесо 7 редуктора-сумматора, через сателлиты 8 и обойму 6 возвращает золотник 5 в нейтральное положение. При непрерывной подаче управляющих импульсов шток ГЦ будет перемещаться со скоростью, пропорциональной частоте следования импульсов.
Рис. 144. Структурные схемы импульсных ЭГСП (Д):
а — с ГИУ в виде ГЦ (см. рис. 144, б); б — с двухкаскадным ЭГУ (см. рис. 144, в); K — коммутатор, подающий управляющий сигнал на обмотки ШД; Wшд(р) - передаточная функция ШД; ?шд— координата, характеризующая поворот вала ШД; kр — коэффициент передачи редуктора; kМОС — коэффициент обратной связи; W2(p) — передаточная функция второго каскада ЭГУ сопло-заслонка.
Принципиальная схема ЭГСП (Д) с двухкаскадным ЭГУ с импульсным управляющим сигналом приведена на рис. 143, в. При отработке одного управляющего импульса вал шагового двигателя 7 через редуктор-сумматор 5 поворачивает заслонку 4. При смещении заслонки от нейтрального положения в рабочих полостях A и Б второго каскада возникает перепад давлений, под действием которого золотник второго каскада 2 поворачивается в том же направлении, что и заслонка. При отклонении золотника 2 от его нейтрального положения начинает движение выходное звено ГЦ 1, которое через рейку 9 и зубчатое колесо 8 приводит в движение механизм главной обратной связи (от ГЦ на редуктор-сумматор), аналогичный по принципу действия механизму обратной связи (см. рис. 143, б).
Структурные схемы ЭГСПД (Д) с импульсным управлением приведены на рис. 144.
Назад | Содержание
| Вперед
Механизм работает следующим образом. При поступлении управляющего сигнала на вход усилителя мощности 1 этот сигнал усиливается до определенной величины и подается на ЭМП, якорь 2 которого жестко связан с заслонкой 3 гидравлического мостика «сопло-заслонка». Под действием управляющего момента, развиваемого ЭМП, его якорь отклоняется на угол, пропорциональный величине тока в управляющих обмотках в ту или иную сторону в зависимости от знака управляющего сигнала. Ha управляющих торцах золотника 4 развивается управляющий перепад давлений, который смещает этот золотник, например, налево. При этом поршень 7 поворотного ГИУ соединяется с линией нагнетания вспомогательного насоса, а поршень 6 соединяется с линией слива. Под действием возникшего перепада давлений (пропорционального нагрузке на регулирующем органе 8 гидромашины) поворотный ГИУ поворачивает регулирующий орган вокруг оси 5 по часовой стрелке. При движении регулирующего органа гидромашины через тягу 9 обеспечивается движение поршней 10 направо. При таком движении синхронизирующие пружины ЭГУ будут деформироваться так, что вдоль оси золотника будет создаваться усилие обратной связи, направленное в противоположную сторону по сравнению с усилием от управляющего перепада давлений. Движение поворотного ГИУ и, следовательно, поворот регулирующего органа гидромашины будут продолжаться до тех пор, пока указанные усилия (усилие управления и усилие обратной связи) не сравняются, и золотник не займет нейтральное положение.
Рис. 148. Схемы ГСП (OM) с гидравлическим усилителем:
а - принципиальная; б - структурная
Принципиальная и структурная схемы ЭГСП (O) с рассмотренным выше МУ изображены на рис. 150, а, б соответственно.
Для обеспечения высокой точности управления ЭГСП (O) по угловой скорости OP в ЭГСП вводится дополнительный (внутренний) контур обратной связи по скорости, реализуемый с помощью датчика угловой скорости (рис. 151). Чаще всего в качестве такого датчика применяется тахогенератор. Тахогенератор ТГ приводится во вращение от вала ГМ через редуктор P1, а датчик угла через редуктор P2. Электрическая обратная связь от выходного каскада ЭГУ обеспечивается с помощью индукционного датчика линейного движения ИД1, якорь которого кинематически связан с золотниковым гидрораспределителем.
Электрическая обратная связь от ГИУ МУ реализуется с помощью индукционного датчика ИД2 поворотного движения, якорь которого кинематически связан с осью вращения регулирующего органа насоса H.
Рис. 149. Схемы МУ с электрическим управлением: а — принципиальная; б — структурная
Следует отметить, что кроме рассмотренных выше принципиальных схем ЭГСП (O) в технике известны ЭГСП (O), включающие и обратную связь по скорости ГИУ МУ, что позволяет управлять ускорением объекта регулирования; для компенсации влияния внешнего возмущения применяются обратная связь (положительная) по перепаду давлений в трубопроводах ГПО, действующая в полосе малых частот и изменяющая свой знак на высоких частотах для обеспечения необходимых запасов устойчивости (за счет увеличения относительного коэффициента демпфирования ?0 передаточной функции силовой части ГПО), и целый ряд других устройств, которые описаны в специальных работах по ЭГСП (О) (см., например [8, 15]). Здесь ограничимся только теми схемами ЭГСП (O), которые были рассмотрены выше.
Рис. 150. Схемы ЭГСП (O)
Рис. 151. Схемы ЭГСП (О) с дополнительной ОС по скорости: а – принципиальная; б – структурная.
Назад | Содержание
| Вперед
Требования k выполнению электрических cxem
2.4. ТРЕБОВАНИЯ K ВЫПОЛНЕНИЮ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ CXEM
Схемой называют конструкторский документ, на котором в виде условных изображений или обозначений показаны составные части СП и связи между ними. B зависимости от видов элементов и связей, входящих в состав изделия, ГОСТ 2.701—84 устанавливает следующие виды схем: электрические (Э), гидравлические (Г), пневматические (П), кинематические (K), комбинированные (C) и др. В учебнике рассматриваются в основном электрические и комбинированные схемы. Последний вид схем связан с использованием в качестве исполнительных механизмов гидроприводов.
По основному назначению электрические схемы СП подразделяют на структурные (Э1), функциональные (Э2), принципиальные (ЭЗ), соединений (Э4) и подключений (Э5) и др. Комбинированные схемы ЭГСП обозначаются буквенным шифром C с соответствующей цифрой.
Структурная схема определяет основные функциональные части СП, их назначение и взаимодействие. Ее разрабатывают на стадии расчета статических характеристик. Элементы СП изображают в виде прямоугольников, соединенных линиями связи с указанием на них направления хода процесса. В прямоугольниках следует помещать наименование каждого функционального элемента или его передаточную функцию. Примером структурной схемы могут служить схемы СП, приведенные на рис. 7.
Функциональная схема СП предназначена для изучения принципов работы элементов и всего привода в целом. Допускается на схеме одни элементы изображать в виде условных графических обозначений, другие — прямоугольниками. Пример функциональной схемы СП приведен на рис. 9.
Принципиальная схема (см. рис. 124, 157) определяет полный состав элементов СП и связей между ними и, как правило, дает детальное представление о принципе работы привода.
Изображают элементы в виде условных графических обозначений, установленных ГОСТ 2 721—74, ГОСТ 2.722—68, ГОСТ 2.723—68 для электрических элементов и ГОСТ 2.780—68, ГОСТ 2.781—68, ГОСТ 2.782—68 для гидравлических элементов. Все элементы в принципиальных схемах дают в отключенном состоянии.
Каждый элемент (устройство) должен иметь буквенно-цифровое обозначение. Согласно ГОСТ 2.710— 81 электрические элементы имеют код, состоящий из трех частей, указывающих вид элемента, его порядковый номер и функцию. Например,
С1I — конденсатор, используемый как интегрирующий. Вид и номер являются обязательными, указание функции — необязательно. Для уточнения вида элемента применяют двухбуквенный код, состоящий из кода вида и кода данного элемента. Например, BC1 — сельсин-датчик,
BE2 — сельсин-приемник.
Согласно ГОСТ 2.704—76 гидравлические элементы обозначают кодом, состоящим из прописной буквы русского алфавита и порядкового номера. Например, Ц1 — гидроцилиндр.
Данные об элементах, изображенных на схеме, вносят в перечень элементов в алфавитном порядке. Перечень помещают на первом листе схемы или выполняют отдельным документом.
Схема соединений показывает электрические соединения составных частей устройств СП и определяет провода, жгуты, которыми осуществляются эти соединения.
Схема подключений используется для подключения составных частей СП между собой или с устройствами и элементами, расположенными на промышленной установке.
Назад | Содержание
| Вперед
Требования k выполнению курсовых и дипломных проектов
2.5. ТРЕБОВАНИЯ K ВЫПОЛНЕНИЮ КУРСОВЫХ И ДИПЛОМНЫХ ПРОЕКТОВ
Типовой темой курсового или дипломного проекта является разработка СП. Методика проектирования должна соответствовать руководящим материалам, рассмотренным в п. 3 гл. 2. Ho задачи курсового и дипломного проектирования ограничиваются аналитической проработкой СП, исключающей разработку конструкции, макетирования и испытания СП. Глубина и объем разработки проекта определяются T3 на курсовой и дипломный проект.
При такой постановке задачи проектирование СП сводится к проведению следующих этапов: 1) анализ T3; 2) энергетический расчет; 3) расчет статических характеристик; 4) расчет динамических характеристик; 5) составление полной структурной и принципиальной электрических схем СП; 6) оценка точности СП.
Перейдем к краткой характеристике каждого этапа проектирования.
1. Ha этапе анализа T3 определяют показатели назначения СП, рассмотренные в п. 1 данной главы и необходимые для проектирования.
2. Ha основании анализа T3 приступают к энергетическому расчету СП, целью которого является определение количества энергии, потребляемой приводом. Так как основным потребителем энергии является силовой агрегат, включающий ЭД и усилитель мощности, то энергетический расчет начинают с расчета мощности и выбора ЭД, способного развить на управляющем валу СП момент, превышающий момент нагрузки, при скоростях и ускорениях, не меньших соответствующих параметров движения управляющего вала. Энергетический расчет завершается выбором редуктора и усилителя мощности.
3. Ha этапе расчета статических характеристик СП определяют принцип управления, проводят предварительный выбор варианта схемы неизменяемой части СП, а также выбор функционально необходимых элементов. По существу энергетический расчет является частью статического расчета, так как он также связан с выбором элементов СП. Ho этот выбор настолько важен с точки зрения определения структуры, энергетики и конструкции всего привода, что его выделяют как самостоятельный этап.
4.
Этап расчета динамических характеристик заключается в анализе устойчивости СП, определении корректирующих устройств (КУ), которые при заданной передаточной функции неизменяемой части придают системе требуемые динамические свойства. Ha этом этапе определяют также параметры качества СП.
5. Этап составления принципиальной схемы завершает окончательный выбор и расчет усилителя, дополненного преобразовательными каскадами, элементами КУ, элементами защиты.
6. Расчетом погрешностей отработки управляющего воздействия и общим заключением о качестве спроектированного привода заканчивается процесс проектирования.
В случае реального курсового проекта, предусматривающего изготовление действующего макета, объем работ сокращают за счет уменьшения графической или расчетной части проекта.
Действующей инструкцией по курсовому и дипломному проектированию в средних специальных учебных заведениях установлен следующий объем: пояснительная записка (ПЗ) — 15 ... 20 страниц рукописного текста для курсового Проекта, 50 ... 70 страниц для дипломного проекта, графическая часть в объеме двух листов формата A1 (ГОСТ 2.301—68), для курсового и двух-шести листов формата A1 для дипломного проекта.
Назад | Содержание
| Вперед
Усилители импульсных следящих приводов
8.6. УСИЛИТЕЛИ ИМПУЛЬСНЫХ СЛЕДЯЩИХ ПРИВОДОВ
Усилители импульсных СП предназначены для усиления электрических импульсных сигналов, содержащих информацию о сигнале рассогласования. B общем случае структурная схема такого усилителя (см. рис. 78, e) состоит из следующих функциональных элементов: УПТ, дискретного элемента, схемы управления, выходного каскада. Выходной каскад является самым важным и определяющим с точки зрения структуры всего усилителя и получения регулировочных характеристик управляемого двигателя. Для реализации импульсного режима работы усилителя выходной каскад строят на базе силовых транзисторов и тиристоров, управляемых импульсами, поступающими с выхода схемы управления.
Рис. 100. Транзисторный усилитель импульсного СП
Назначение дискретного элемента заключается в преобразовании непрерывного сигнала в последовательность импульсов, промодулированных сигналом рассогласования по амплитуде, частоте, длительности, сдвигу фаз. В усилителях с транзисторным выходным каскадом находит применение широтно-импульсная модуляция, осуществляемая с помощью ШИМ. В усилителях с тиристорным выходным каскадом наряду с ШИМ применяют устройства, вырабатывающие импульсы с переменной фазой для регулирования угла отпирания тиристоров.
Для усиления входного сигнала по амплитуде, суммирования сигналов рассогласования и корректирующих связей, а также для развязывания цепей ИР и каскадов усилителя на входе предусматривается УПТ с непосредственным усилением. Следует отметить, что различные по функциональному назначению элементы усилителя могут быть объединены в одном устройстве. Например, ШИМ может выполнять роль схемы управления.
Транзисторные усилители в импульсном режиме. Для пояснения сущности импульсного способа регулирования мощности рассмотрим работу мостового выходного каскада усилителя (рис. 100). В исходном состоянии, когда отсутствует управляющий импульс, транзисторы VT5, VT7 заперты, а транзисторы VT6, VT8 насыщены и совместно с диодами VD5, VD7 закорачивают обмотку двигателя M.
При поступлении управляющего импульса на базу VT7 транзистор открывается на время, равное длительности импульса. Для предотвращения сквозных токов транзистор VT6 запирается инвертирующим импульсом. Источник напряжения, подключенный к нагрузке на это время, через насыщенные транзисторы VT5, VT8 создает максимальный импульс тока. Во время паузы источник отключается, ток спадает через транзистор VT8 и диод VD7. В результате на нагрузке создается ток, среднее значение которого зависит от соотношения длительностей импульса и паузы.
Таким образом, отличие импульсного метода управления транзисторами от непрерывного заключается в способе регулирования энергией источника питания. При непрерывном способе транзисторы в цепи источника питания выполняют роль управляющих элементов, сопротивление которых зависит от значения входного сигнала, и регулируют силу тока через нагрузку. При импульсном методе транзисторы, открываясь, подключают к нагрузке все напряжение источника питания, но регулируют время его подключения в соответствии с длительностью импульсов, зависящей от значения входного сигнала.
Преимущества импульсного метода перед непрерывным заключаются в возможности работы транзисторов без специального подбора, обеспечении минимальной мощности рассеяния транзисторов и больших мощностей (несколько киловатт). При одной и той же схеме выходного каскада источник питания можно подключать к нагрузке или отключать его, используя различные законы коммутации транзисторов· диагональный, симметричный, несимметричный. Законы коммутации формируются схемами управления, представляющими собой транзисторные релейные устройства. Схемы управления содержат запирающие (UЗ) и насыщающие (UOT) источники, поочередно подключаемые к переходам эмиттер—база силовых транзисторов. Основными требованиями, предъявляемыми к схемам управления, являются формирование прямоугольных импульсов и минимизация мощности рассеяния в цепях управления силовыми транзисторами.
Для обеспечения импульсного режима работы выходного каскада в усилитель включают УПТ, два ШИМ, две схемы управления (см.
рис. 100). В качестве УПТ могут быть использованы ОУ, дифференциальный эмиттерный повторитель или ФЧВ. Сигнал с УПТ суммируется с пилообразным напряжением и поступает на входы ШИМ1 и ШИМ2, выполненных на тех же элементах, что и ШИМ, представленный на рис. 90, но с применением транзисторов другой проводимости. Сигнал с выхода ШИМ1 подается на схему управления СУ1, собранную на транзисторах VT3, VT4, работающих в противофазе, и содержащую источники UOT и UЗ. Состояние транзисторов VT5, VT6 определяется состоянием транзисторов VT3 и VT4, которые в режиме насыщения подключают к базам VT5, VT6 цепь источника UЗ.
В исходном состоянии (при отсутствии входного сигнала) относительная продолжительность импульсов на выходе ШИМ1 равна нулю, и транзистор VT3 схемы управления закрыт запирающим напряжением, создаваемым делителем R5—R7. Напряжение насыщающего источника UOT через делители R8, R9 и R8, R10 открывает транзисторы VT4 и VT6. Транзистор VT5 запирается напряжением UЗ через насыщающий транзистор VT4. Состояние ШИМ2, аналогичное состоянию ШИМ1, определяет закрытое состояние VT7 и открытое состояние VT8. В результате якорь двигателя M оказывается закороченным через открытые транзисторы нижних плеч моста, диоды VD5, VD7 и шину +UП источника питания.
Рис. 101. Тиристорный усилитель
С подачей входного сигнала напряжение выхода УПТ при указанной на схеме полярности складывается с пилообразным напряжением и ШИМ1 переключается. Это приведет к смене состояний транзисторов СУ1 и транзисторов выходного каскада: транзистор VT5 откроется, VT6 закроется. Состояние ШИМ2 не изменяется так же, как не изменяется состояние транзисторов VT7, VT8. Ток, замыкаясь по цепи +UП—VT8—M—VT5— UП, потечет через обмотку ИД. Изменение напряжения на выходе УПТ вызовет изменение длительности импульсов и изменение частоты вращения ИД.
Смена полярности напряжения на выходе УПТ вернет ШИМ1 в исходное состояние и приведет к коммутации ШИМ2. В результате транзистор VT5 закроется, VT6 откроется, и их коммутация приведет к реверсу ИД.
Тиристорные усилители мощности. Тиристоры благодаря высокой надежности, большому КПД и коэффициенту усиления по мощности нашли применение как усилители мощности. Аналогично транзисторным выходным каскадам в режиме переключения, тиристорный усилитель выполняет роль регулятора мощности источника питания путем изменения времени его подключения к нагрузке. Ha рис. 101, а представлены схема простейшего усилителя на тиристоре VS и поясняющие его работу диаграммы токов и напряжений. B силу многослойности структуры тиристора (рис. 101, б) он обладает односторонней проводимостью в течение времени, корда к его аноду 1 относительно катода 2 приложено положительное напряжение, и открывается при подаче импульса на управляющий электрод 3. Действие управляющего сигнала после того, как тиристор откроется, прекращается.
Отключают тиристор снятием напряжения питания или пропусканием тока противоположного направления. Для выключения тиристора часто используется естественное снижение напряжения до нуля при питании от сети переменного тока. При отсутствии управляющего импульса или подаче его в отрицательный полупериод анодного напряжения со схемы управления A тиристор закрыт, и ток в цепи нагрузки отсутствует. С приходом в положительный полу период управляющего импульса тиристор открывается, подключая все напряжение источника питания к нагрузке и отключая его в конце полу периода. В результате коммутации цепи осуществляется однополупериодное выпрямление, и по нагрузке протекает прерывистый ток. Средняя сила тока Icp нагрузки (рис. 101, в) зависит не только от напряжения UП источника питания и сопротивления нагрузки Rн, но и от угла отпирания тиристора, регулируемого фазой угла смещения ? управляющего импульса: ?2 > ?1, Iср2 < Iср1.
Для уменьшения пульсации тока в нагрузке тиристорные усилители мощности, как правило, строят по двухполупериодной схеме с питанием от однофазной или многофазной сети. Нагрузкой при этом может быть ИД как постоянного, так и переменного тока.
Реверс ИД трудно осуществить с помощью одного тиристора (в силу его односторонней проводимости).
Для этого используют два тиристора или две группы тиристоров, каждая из которых управляется от своей схемы.
Дифференциальная схема включения ИД с трансформатором T и двумя парами встречно-параллельных тиристоров VS1— VS4 представлена на рис. 102, а. Выходной каскад имеет четыре раздельных цепи управления. Вращения двигателя M в одном направлении добиваются подачей импульсов управления на вход тиристора VS1 в один полупериод и на вход тиристора VS2 — в другой полупериод. Для осуществления реверса изменяют порядок формирования импульсов; в первый полупериод управляющие импульсы подают на вход тиристора VS4, во второй — на VS3 (тиристоры VS1, VS2 закрыты).
Сила тока через якорь двигателя определяется углом сдвига фазы управляющего импульса, а в конечном счете — значением сигнала управления. Как видно из схемы, аноды тиристоров VS1-VS4 гальванически связаны и могут быть установлены без изоляции на общий тепло отвод. Аноды тиристоров VS1, VS2 необходимо изолировать от общего тепло отвода.
Как недостаток схемы следует отметить то, что тиристоры в закрытом состоянии подвергаются воздействию обратного напряжения, наводимого во вторичной обмотке трансформатора T.
Рис. 102. Выходные каскады на тиристорах
В выходном каскаде, схема которого дана на рис. 102, б, тиристоры, зашунтированные диодами VDl—VD4, находятся в лучших условиях работы, так как они не подвергаются воздействию обратного напряжения. Кроме того, каждая пара тиристоров (VS1 и VS2, VS3 и VS4) имеет общие катоды, что позволяет упростить схему управления, сделать ее с четырьмя гальванически связанными попарно выходами. В остальном порядок формирования импульсов и работа схемы аналогична первой.
Схемы выходных каскадов для управления ИД переменного тока показаны на рис. 102, в, г. Каскад на рис. 102, в выполнен по дифференциальной схеме на двух тиристорах VS1, VS2, и его двухполупериодная работа обеспечивается разрядом соответственно конденсатора C1 или C2.
До момента подачи управляющего импульса тиристоры закрыты, а каждый из конденсаторов заряжен до амплитудного значения напряжения вторичной обмотки трансформатора T (разряду препятствуют диоды VD1, VD2). При подаче управляющего импульса в соответствующий полупериод на один из тиристоров (например, VS1) по обмотке управления ИД потечет ток. Одновременно через открытый тиристор происходит перезарядка конденсатора C1. В следующий полупериод тиристор VS1 закрыт, но за счет разряда конденсатора C1 через обмотку управления протекает ток другого направления.
Реверс двигателя обеспечивается подачей импульса управления на тиристор VS2. Ток через VS2 протекает по обмотке управления в том же направлении, что и через VS1, но со сдвигом в 180°, так как тиристоры VS1 и VS2 работают в разные полу периоды. Преимущество такого выходного каскада — простота схемы управления, имеющей два раздельных выхода.
Рис. 103. Трехфазный тиристорный усилитель
Схема выходного каскада, представленная на рис. 102, г, по элементной базе, числу входов и порядку формирования импульсов аналогична схеме на рис. 102, б, но отличается от нее расположением нагрузки и источника питания. При указанной на рис. 102, г мгновенной полярности источника питания и подаче импульса на тиристор VS1 ток течет по пути «+UП» — T1 VS1— VD2—«-UП»; во второй полупериод «+UП»—VS2—VD1—T— «—UП». В магнитопроводе трансформатора T создается переменный магнитный поток, а во вторичной обмотке — переменная ЭДС. Элементы VS3, VS4, VD3, VD4 нижней половины каскада обеспечивают реверс схемы.
Для уменьшения пульсации тока в нагрузке применяют также многофазные схемы питания тиристоров. В трехфазной схеме с нулевым выводом (рис. 103, а) ток нагрузки формируется переключением тиристоров VS1—VS3 в порядке следования фаз A, B, C напряжения питания и в соответствии с законом распределения управляющих импульсов, вырабатываемых фазосдвигающим устройством (рис. 103, б). При угле регулирования ? = 0° в течение положительной полуволны фазы A напряжения питания к работе подготовлен тиристор VS1.
С приходом первого разрешающего импульса тиристор открывается в точке а — точке естественной коммутации вентилей. Ток протекает по цепи фаза A—VS1—L1—M — нулевой зажим. В точке б произойдет переключение тиристоров, так как со схемы управления придет второй разрешающий импульс на тиристор VS2 и т. д. При этом к ИД будет приложено максимальное выпрямленное напряжение, способствующее получению наибольшей частоты вращения.
Рис. 104. Диаграммы, поясняющие работу тиристорного усилителя
Смещение управляющего импульса на угол ? = 0 задерживает включение очередного тиристора и его отключение даже при смене полярности напряжения на аноде. Это видно из диаграмм, представленных на рис. 104, где заштрихованные области соответствуют падению напряжения на нагрузке. При ? = 60° через тиристоры в течение некоторого времени протекает обратный ток от противоЭДС, возникающей на обмотке ИД, и источнику питания возвращается часть запасенной энергии. Результирующий средний ток тиристора становится меньше, напряжение UУ и частота вращения ИД также уменьшаются. При ? = 90° токи, протекающие через тиристор в прямом и обратном направлениях, компенсируются, напряжение UУ = 0 и ИД находится в покое.
Режим работы тиристоров, используемый при углах регулирования 0°=?=90°, называется выпрямительным в отличие от инверторного, получаемого при 90°=?=180°. Выпрямительные свойства тиристоров при этом сохраняются, но они работают в моменты времени, когда к катоду подводится отрицательное по отношению к аноду напряжение. Инверторный режим работы используется для реверса ИД и реализуется применением дополнительных тиристоров VS4—VS6 (см. рис. 103). Ток при реверсе протекает от нулевого зажима через открываемые тиристоры. Таким образом, при отсутствии рассогласования схема управления выдает импульсы со сдвигом в 90°. При рассогласованиях одного знака угол регулирования уменьшается, при рассогласованиях другого знака — увеличивается.
При многофазных источниках питания для каждого тиристора предусматривается свой блок ФСУ и необходимое временное распределение управляющих импульсов.
B динамике тиристорный усилитель может быть представлен апериодическим звеном с передаточной функцией
где kт.у — коэффициент усиления; T — постоянная времени, определяемая как T ?2/?; ? — частота входного сигнала.
Инерционность усилителя обусловлена индуктивностями дросселей и влиянием индуктивности якорной обмотки ИД.
В силовых СП мощностью до десятков киловатт тиристорные усилители успешно конкурируют с ЭМУ, обладая такими преимуществами, как отсутствие коллекторных устройств, вращающихся частей, бесшумность и высокое быстродействие. Как недостаток следует отметить сложность схемы управления и необходимость в источнике питания с мощностью, во много превышающей мощность ИД.
Назад | Содержание
| Вперед
Усилители непрерывных следящих приводов
8.5. УСИЛИТЕЛИ НЕПРЕРЫВНЫХ СЛЕДЯЩИХ ПРИВОДОВ
Наиболее перспективными являются усилители, выполненные на базе интегральных микросхем. При этом не только существенно сокращаются размеры усилителя, упрощается схемотехника, но и существенно повышается надежность, а также упрощается технология сборки и наладки схемы. Поэтому рассматриваемые ниже примеры усилителей рассчитаны на использование современных интегральных микросхем.
Усилители переменного тока. В простейшем случае усилитель переменного тока состоит из предварительного усилителя напряжения, выполненного на ОУ, и транзисторного двухтактного усилителя мощности. Источниками входного сигнала являются сигнальные обмотки сельсинов и BT, имеющие достаточно низкое внутреннее сопротивление. Если источником этого сигнала служит потенциометрический датчик со сравнительно большим внутренним сопротивлением, то для согласования нагрузки применяют каскады с большим входным сопротивлением, например в виде повторителя напряжения.
Рис. 93. Схемы защиты входного каскада усилителя
При выборе схемы входного устройства особое внимание уделяют уменьшению влияния помех и защите усилителя от входных электрических перегрузок при больших рассогласованиях. Помехи возникают вследствие нестабильности источников питания, наличия гармоник в выходных сигналах преобразовательных каскадов и квадратурных составляющих в управляющих сигналах, поступающих с ИР. Помехи уменьшают коэффициент передачи усилителя. Для снижения уровня помех на входе усилителя или после предварительного каскада включают фазовый дискриминатор, который с помощью ДМ выпрямляет напряжение и отфильтровывает квадратурную составляющую с последующим преобразованием этого сигнала в переменный сигнал модуляторным каскадом. Если фазовый дискриминатор расположен в промежуточном каскаде, то тракт усиления от ДМ к M используется для включения КУ постоянного тока.
Большой диапазон изменения входных сигналов СП и малые допустимые входные напряжения ОУ обусловливают необходимость применения элементов защиты входных каскадов.
Наиболее распространенной является схема защиты на диодном ограничителе (рис. 93, а). При небольших сигналах рассогласования (доли вольта) сопротивление диодов VD1, VD2 достаточно велико, и все напряжение поступает на вход ОУ. При больших сигналах (десятки вольт) входной сигнал вследствие резкого уменьшения сопротивлений диодов будет ограничен падением напряжения на диодах в прямом направлении (0,3 ... 0,7 B), а остальное напряжение будет падать на резисторе R и внутреннем сопротивлении источника.
Рис. 94. Выходные каскады усилителя переменного тока
Двустороннего ограничения можно добиться также с помощью двух стабилитронов, включенных встречно друг другу и параллельно нагрузке (рис. 93, б). При воздействии положительного входного сигнала, превышающего падение напряжения на стабилитроне в прямом направлении, стабилитрон VD1 резко открывается, шунтируя вход усилителя. При воздействии отрицательного входного сигнала ограничение достигается за счет отпирания стабилитрона VD2.
К выбору и расчету выходного каскада усилителя предъявляются требования по обеспечению заданной мощности в нагрузке и наибольшего КПД как основного показателя экономичности, с точки зрения соотношения между отдаваемой каскадом мощностью и потребляемой от источника энергией. Нагрузкой выходного каскада служат обмотки управления асинхронных двигателей (АДП, ДИД и др.) с потребляемой мощностью до 100 Вт, сопротивлением 100 ... 300 Ом и напряжением 24; 110 B. Нагрузка в виде обмоток управления двигателей имеет низкое сопротивление, поэтому выходные каскады усилителей мощности строят по схеме эмиттерного повторителя (рис. 94, а), позволяющего согласовывать высокоомные каскады с низкоомной нагрузкой RН. Если в рассмотренной схеме резистор RЭ заменить дополнительным эмиттерным повторителем, собранным на транзисторе VT2 с проводимостью, обратной проводимости VT1 (рис. 94, б), то получим двухтактный каскад с существенно большей мощностью в нагрузке и более высоким КПД. Такая схема носит название комплементарного1 (1Комплементарными называют схемы, построенные на транзисторах разной проводимости) эмиттерного повторителя.
Другой особенностью усилительных каскадов на транзисторах, которую необходимо учитывать при построении выходных каскадов, является наличие паразитных внутренних емкостей транзистора и монтажа, образующих с внешними резисторами фильтры низких частот. Эти емкости можно уменьшить путем включения транзистора по схеме с общей базой, но при этом уменьшается входное сопротивление каскадов. Устранить оба недостатка, т. e. уменьшить паразитные емкости и увеличить входное сопротивление, позволяет включение транзисторов по каскадной схеме (рис. 94, в). В этой схеме сигнал управления поступает на входной транзистор VT2, включенный по схеме с общим эмиттером, с большим входным сопротивлением, а выходной сигнал снимается с коллектора транзистора VT1, включенного по схеме с общей базой.
Рис. 95. Усилитель переменного тока
Усилитель переменного тока (рис. 95) состоит из предварительного усилителя, собранного на интегральной микросхеме DA, и двухкаскадного двухтактного усилителя мощности, работающего в режиме класса B. Входной сигнал U?? подается между общей точкой входа, которая образована делителем напряжения источника питания, делящим его пополам, и внешним добавочным резистором R1. Для ограничения больших уровней входных сигналов применен диодный ограничитель входа на VD1 и VD2. Усилитель питается стабилизированным напряжением UП, снимаемым со стабилитронов VD3, VD4. Для питания микросхемы DA использованы ограничительные цепочки, состоящие из параллельно соединенных резисторов R3, R4 и R6, R7. Для фильтрации переменной составляющей к общей точке входа относительно источника питания подключены конденсаторы C2, C3. Нагрузка (обмотка управления двигателя) подключается между выходом усилителя и средней точкой.
В качестве усилителя мощности применен двухкаскадный усилитель на транзисторах VT1—VT4 с симметричным входом и выходом. Выходной каскад построен по схеме двухтактного комплементарного эмиттерного повторителя на транзисторах VT3 и VT4, работающих в режиме AB и позволяющих получить токи порядка 10 мА.
При условии симметрии схемы (R10 = R11) ток покоя транзистора VT3, протекающий через нагрузку от +?/? к средней точке, будет компенсироваться током покоя транзистора VT4, протекающего через нагрузку в обратном направлении от средней точки к — UП, т. e. при нулевом входном сигнале UВЫХ также равно нулю. Стабилизация тока покоя транзисторов осуществляется G помощью отрицательной OC, реализуемой на резисторах R10, R11.
Для обеспечения режима работы транзисторов выходного каскада применен комплементарный каскад на транзисторах VT1, VT2, включенных по схеме однотактного эмиттерного повторителя для лучшего согласования сопротивлений. Сопротивления резисторов R8 и R9, задающих силу эмиттерных токов входных транзисторов и базовых токов выходных, выбираются небольшими для ограничения базовых токов транзисторов VT3, VT4.
При поступлении входного сигнала, отличного от нуля, в положительные полупериоды ток транзистора VT1 уменьшается, а ток VT3 возрастает; в нижнем плече, наоборот, возрастает ток транзистора VT2, а ток VT4 уменьшается. В результате через нагрузку будет протекать разностный ток, определяемый большим током транзистора VT3. Нижнее плечо усилителя определяет соответственно направление тока в нагрузке в отрицательные полупериоды. Таким образом, фаза и сила тока в нагрузке зависят от фазы и значения входного сигнала. Конденсатор C1 служит для увеличения крутизны фронтов выходного сигнала.
Чтобы повысить коэффициент усиления по переменному току, использован ОУ DA, не охваченный OC. Однако для обеспечения устойчивости весь усилитель с помощью резистора R12 охвачен отрицательной OC по напряжению. B результате усилитель ведет себя как инвертирующий ОУ с отрицательной OC и имеет коэффициент kп = —R12/R1. Резистор R2 служит для симметрирования ОУ, резистор R5 определяет коэффициент передачи усилителя напряжения.
При работе выходных транзисторов на индуктивную нагрузку (обмотку управления) появляется отрицательный импульс напряжения, который в момент открывания выходных транзисторов создает на переходе база—эмиттер напряжение, превышающее допустимое.
Для ограничения обратного напряжения в цепь коллектор— эмиттер каждого выходного транзистора включен ограничитель на диодах VD5, VD6.
Более сложный по своему функциональному назначению усилитель, построенный по схеме УН—ДМ—КУ—M—УМ, показан на рис. 96. Особенностью данного усилителя является то, что вместо источника двуполярного питающего напряжения применен один источник, имеющий суммарное напряжение. Это допустимо, так как при усилении сигнала переменного тока нет необходимости в нулевом потенциале на выходе интегрального ОУ относительно общей шины [7]. Для обеспечения режима питания микросхем служат ограничительные резисторы R21, R22. Для фильтрации переменной составляющей включен конденсатор C10. Входной сигнал через разделительный конденсатор C1 и резистор R1 поступает на инвертирующий вход ОУ DA1. Коэффициент усиления этого каскада определяется отношением R3/R1. Усиленный сигнал подается на двухполупериодный ДМ, выполненный на базе ОУ DA2 с управляемым ключом в цепи прямого входа. В качестве ключа служит полевой n-канальный транзистор VT1 с элементами, формирующими опорное напряжение Uоп, трансформатором T1, диодом VD1 и резистором R6.
В полупериод UОП, когда диод VD1 открыт, напряжение U3. и (затвор-исток) транзистора равно нулю, транзистор VT1 открыт, т. e. ключ замкнут. Так как неинвертирующий (прямой) вход ОУ соединен с землей, управляющий сигнал через инвертирующий вход ОУ поступает на выход с коэффициентом передачи kП = —1 (при условии R4 = R1).
Рис. 96. Усилитель с преобразованием
В другой полупериод UОП диод VD1 закрыт, транзистор также, а ключ разомкнут, и управляющий сигнал через прямой вход ОУ поступает на выход с коэффициентом передачи kП = 1 (при условии R5 = R7).
Выпрямленный сигнал фильтруется цепочкой R8, C2 и поступает на КУ, которое выполнено на ОУ DA3, резисторах R9, R10 и конденсаторах C3, C4.
Модуляция скорректированного сигнала осуществляется поочередным замыканием и размыканием ключа, собранного на полевом транзисторе VT2 в цепи прямого входа усилителя DA4.
Назначение резисторов R12—R15, диода VD2, трансформатора T аналогично назначению элементов рассмотренного выше ДМ.
Входной сигнал через резистор R12 попадает на инвертирующий вход, а через резистор R13 — на прямой вход ОУ DA4. В замкнутом состоянии ключ шунтирует прямой вход DA4, и сигнал, проходя через ОУ, инвертируется, при разомкнутом ключе — не инвертируется, что соответствует двухполупериодной модуляции. Сигнал с выхода модулятора фильтруется конденсатором C5 и через разделительный конденсатор C6 поступает на каскад промежуточного усиления напряжения, собранный на ОУ DA5, резисторах R17—R20. Ha резисторах R17, R18 сигнал прямой цепи суммируется с сигналом внутренней OC. Резисторы R2, R11, R19 обеспечивают режим работы ОУ по току.
Далее сигнал по мощности усиливается транзисторами VT3 — VT6. Выходной каскад усилителя выполнен на транзисторах VT5, VT6 по двухтактной схеме в режиме B с последовательным управлением транзисторов. Здесь входным является составной транзистор VT4, VT5, включенный по схеме с общим эмиттером, а выходным — транзистор VT6. Для исключения паразитных OC применен развязывающий фильтр C9, C11, ограничивающий помехи по питанию.
Нагрузка (обмотка управления M) подключается к выходу усилителя и общей шине. Транзистор VT3 служит для управления токами транзисторов VT4, VT5. При отсутствии сигнала рассогласования транзистор VT6 открыт за счет смещения, создаваемого на резисторе R27. Конденсатор CIl заряжается до напряжения источника питания, и ток через обмотку управления не течет.
При появлении сигнала рассогласования в положительный полупериод открываются транзисторы VT3, VT4 (за счет смещения на резисторе R26) и VT5. Конденсатор C11 начинает разряжаться по цепи VD3, VT5, «—UП», обмотка управления M. За счет падения напряжения на диоде VD3 транзистор VT6 подзапирается. Во второй полупериод управляющего сигнала транзисторы нижней половины схемы VT3—VT5 закрыты, открыт транзистор VT6.
Начинается подзаряд конденсатора C11 по пути «+UП», VT6, C11, обмотка управления M, «—UП».
Ток через обмотку управления протекает сверху вниз. Фаза и амплитуда тока управления будут зависеть от фазы и амплитуды входного сигнала.
Для уменьшения нелинейных искажений и коррекции частотной характеристики введена отрицательная ОС — цепочка R16, C7.
Резистор R26 предназначен для выбора начальной рабочей точки составного транзистора, резисторы R23—R25 определяют режим работы транзистора VT3. Конденсатор C8 пропускает только переменную составляющую сигнала.
Усилители постоянного тока. В СП, в которых ИР и ИУ работают на постоянном токе, необходим усилитель медленно меняющихся сигналов. В таких системах УПТ прямого усиления не применяют вследствие большого дрейфа нуля, обусловленного нестабильностью работы транзисторов и отсутствием реактивных элементов в межкаскадных связях. Снижение дрейфа нуля достигается применением в качестве предварительных усилителей напряжения интегральных ОУ, обладающих высокой термостабильностью, и УПТ с двойным преобразованием сигнала, собранных по схеме M—ДМ.
Структурная схема УПТ с двойным преобразованием сигнала изображена на рис. 78, б (см. штриховую линию). Усиление на постоянном токе в этом случае заменяется усилением на переменном токе с предварительной модуляцией и последующей демодуляцией усиленного сигнала. Схема усилителя удовлетворяет высоким требованиям к дрейфу нуля, который в основном будет определяться дрейфом M и ДМ. Стабильность работы преобразующих каскадов становится главной проблемой и разрешается путем применения интегральных прерывателей.
Примером может служить схема УПТ с двойным преобразованием сигнала, собранная на базе интегральных ОУ (рис. 97). Входной сигнал постоянного тока поступает на вход микросхемы DA1, которая используется для суммирования сигнала рассогласования с сигналом тахометрической OC, а также служит в качестве повторителя напряжения (R1 = R2) для согласования сопротивлений цепи источника сигнала и модулятора. Модуляция суммарного сигнала осуществляется поочередным замыканием двух интегральных прерывателей DA2 и DA3.
В первый полупериод опорного напряжения, создаваемого трансформатором T1, конденсатор C2 заряжается через замкнутый ключ DA2, во второй — разряжается через замкнутый ключ DA3. С выхода модулятора сигнал поступает на вход усилителя переменного тока, построенного на ОУ DA4, DA5.
Сигнал переменного тока усиливается с помощью интегральных ОУ с емкостной связью между каскадами. Конденсаторы C1, C3, C4 позволяют осуществлять ОС по постоянному току без передачи дрейфа рабочей точки от каскада к каскаду, благодаря чему достигается высокая стабильность режима работы усилителя. Каскады собраны на одинаковых элементах. Коэффициент усиления определяется соотношением сопротивлений резисторов R4 и R3, R6 и R5. Для настройки коэффициента усиления служит резистор R4. Усиленный сигнал через согласующий трансформатор T2 поступает на двухполупериодный ДМ из двух интегральных прерывателей DA6, DA7 и фильтра R7, R8, C5.
Рис. 97. УПТ с мостовым выходным каскадом
Для получения разнополярного сигнала выходной сигнал с ДМ подается на парафазный каскад, состоящий из ОУ DA8, DA9 с резисторами R11, R12 в цепях OG. Управляющий сигнал подается на инвертирующий вход усилителя DA8 и на прямой вход усилителя DA9. Два других входа ОУ с помощью резисторов R9, R10 подключены к общей точке.
Для лучшего согласования предварительного усилителя с выходным каскадом в УПТ введены комплементарные эмиттерные повторители на транзисторах VT1, VT2 и VT3, VT4. Они работают в режиме класса B без дополнительного смещения.
Усилитель мощности собран по мостовой схеме на транзисторах VT5—VT8 и предназначен для непосредственного управления якорем двигателя M постоянного тока. Через резисторы R13 и R14 осуществляется подача разнополярных сигналов на базы транзисторов VT5, VT7. При отсутствии входного сигнала транзисторы VT5, VT7 закрыты вследствие равенства потенциалов
базы и эмиттера. При этом через резисторы R15, R16 токи не протекают, и транзисторы VT6, VT8 моста закрыты, так как между базой и эмиттером нет отпирающего потенциала.
Цепь якоря M оказывается обесточенной.
С появлением входного сигнала отпирается один из транзисторов, на базу которого поступает отрицательный сигнал, например VT5. Другой транзистор (VT7) остается закрытым. При этом диод VD1 открывается, и на эмиттере транзистора VT8 появляется положительное по отношению к базе напряжение, что приводит к отпиранию транзистора VT8. Ток от источника питания через открытые транзисторы VT5, VT8 протекает по якорю двигателя, создавая момент вращения. При этом входной сигнал и коэффициент усиления каскада должны быть достаточными для обеспечения необходимого тока нагрузки. Смена полярности входного сигнала приводит к отпиранию транзисторов VT7, VT6 и изменению направления тока через нагрузку.
Включение диодов VD1, VD2 препятствует возникновению в УПТ сквозных токов через смежные транзисторы благодаря запирающему напряжению, создаваемому на диодах при протекании по ним тока нагрузки. Например, диод VD1 запирает транзистор VT6 при наличии тока в транзисторе VT5 и, наоборот, открывает транзистор VT6 при отсутствии тока в VT5. Для обеспечения режима работы силовых транзисторов выходного каскада часто применяют параллельное включение двух-трех транзисторов.
Другой тип УПТ прямого усиления представлен на рис. 98. Предварительный усилитель напряжения выполнен на DA1 и DA2, усилитель мощности — на транзисторах VT1 - VT4.
Ha входе усилителя включены стабилитроны VD1 и VD2 для защиты первого каскада от больших входных сигналов. Этот каскад выполнен на ОУ DA1 по схеме повторителя напряжения: выходной сигнал с резистора R5 через делитель R6, R7 поступает на инверсный вход усилителя. Этот каскад служит для согласования входного и выходного сопротивлений элементов усилителя, а также для суммирования по Н-входу на резисторах R1—R4 сигналов с потенциометра-датчика RC, приемника RE и корректирующих сигналов Uд.с и Uд.у с датчика скорости и датчика ускорения. Второй каскад на ОУ DA2 служит для усиления сигнала по напряжению с коэффициентом передачи kП = R11/R8.
Выбор синхронизирующего устройства
5.3. ВЫБОР СИНХРОНИЗИРУЮЩЕГО УСТРОЙСТВА
При выборе СУ руководствуются в основном требованиями надежности, простоты изготовления и возможности компоновки его в одном корпусе с усилителем сигнала рассогласования. Предпочтение отдается бесконтактным устройствам. Заметим, что область применения СУ на неоновых лампах ограничена вследствие возможности ложного срабатывания от общего уровня радиации.
Расчет СУ сводится к следующему: 1) определение границы переключения; 2) проверка соотношения напряжений ГО и TO в критических точках СУ с неполным разделением каналов; 3) расчет параметров элементов схемы СУ; 4) поверочный расчет.
Зону переключения каналов управления рекомендуется выбирать в пределах 0,08 ... 0,22 диапазона работы канала TO:
Для надежной работы СУ необходимо, чтобы при малых углах рассогласования (рис. 61, а) напряжение UТО канала TO превышало напряжение UГО канала ГО. Это условие может быть нарушено вследствие смещения напряжения ГО (штриховые линии), обусловленного инструментальной погрешностью ?И сельсина. При отрицательной погрешности ?И и угле переключения | ?’П | < ?И СП будет согласовываться по каналу ГО, так как U' ТО > U‘ГО. Чтобы исключить возможность согласования СП с большой погрешностью по каналу ГО, необходимо выполнить условие
Рис. 61. Графики статические характеристик двухканального ИР
Углу переключения ?”П, выбранному согласно (165), соответствует правильное соотношение напряжений U ”ТО > U ”ГО.
Синхронизаторы выполняют свои функции тем лучше, чем выше линейность зависимости их выходного напряжения от входного внутри пределов переключения. Это свойство определяется как свойствами основных нелинейных элементов (диодов, реле, неоновых ламп), так и правильным выбором резисторов схем.
Тип основного элемента выбирают с учетом значений характерных напряжений (напряжений запирания диодов, срабатывания реле, зажигания неоновой лампы), которые должны быть соразмерны с напряжением сельсинов TO в точке переключения. При значительном расхождении этих напряжений применяют повышающий трансформатор или усилитель с коэффициентом усиления, равным отношению напряжений.
Ниже приведена примерная последовательность расчета синхронизатора на диодах (см. рис. 61, а).
1. При заданной погрешности канала ГО выбираем границу переключения из условия (165).
2. Для исключения возможности переключения привода на TO и согласования по ложному нулю необходимо выполнить условие — напряжение ГО должно в l,5...2 раза превышать максимальное напряжение TO после ограничения U ТО в точке ? = (180/ip) — ?П (рис. 61, б), т. e.
где
Из двух углов переключения ?’П и ?”П (см. рис. 61, б) соотношение (166) выполняется только для угла ?’П, так как в точке ? = (180/ip) — ?’П напряжение U ГО превышает U’ ТО более чем в 2 раза. Угол ?”П выбран неправильно, так как в точке ? = (180/ip) — ?”П напряжение U” ТО > U ГО.
Если условие (166) не выполняется, необходимо уменьшить предел переключения, выбрав более точные сельсины.
3. Выбор элементов схемы начинаем с выбора диодов, исходя из требования соизмеримости значений нулевого прямого напряжения U диодов и напряжения ограничения канала TO. Сопротивление выбранного диода определяем по вольтамперной характеристике как RД = dU/dI.
При выборе резисторов руководствуются следующими соображениями: ограничительное сопротивление резистора R1 должно быть больше внутреннего сопротивления открытого диода RД, но меньше сопротивления нагрузки R2 (R2 > R1> RД). Сопротивление резисторов R2, R3 выбирают равным или несколько большим, чем допустимое по техническим условиям на сельсины-приемники сопротивление нагрузки. При отсутствии этого параметра в паспортных данных сопротивление резистора R2 берут на порядок больше, чем сопротивление резистора R1, которое находят из условия ограничения максимального напряжения канала TO, когда диоды шунтируют нагрузку.
Выходное напряжение СУ по каналу TO определяется, с одной стороны, делителем R1, RД.
C другой стороны, уровень выходного напряжения равен уровню ограничения, определяемому значением прямого напряжения диодов:
Сопротивление резистора R1 находим, приравняв правые части (169) и (170):
4. Поверочный расчет цепей каналов TO и ГО проводим по току в соответствии с выбранными значениями сопротивлений:
где RС - сопротивление обмотки сельсина.
Расчет проведен правильно, если выполняется условие Iпр > Imax.
Пример 5. Рассчитать схему переключения управления каналов TO и ГО при выходном напряжении точного сельсина-трансформатора, равном 0,75 B, для системы с двухскоростной сельсинной связью при ip = 30. В качестве задающего выбран сельсин типа СБ-20-1ВД (UП= 110 B, Umax = 25 B), в качестве принимающего — типа СБ-32-1ВП (UП = 110 B, Umax = 21 B, R0 = 360 Ом; оптимальное сопротивление нагрузки RН = 3 кОм).
Решение. 1. Найдем угол переключения привода. Если по условию задачи UТО = 0,75 B, то согласно (167) Umaxsin?П= 0,75. Отсюда 21 sin?П = 0,75; ?П = 2°. При таком угле переключения согласно (165) сельсины могут быть выбраны первого класса точности с погрешностью ?И = 10', так как ?П = 2° > 2 ?И = 20'.
2. Определим по (167) напряжение ГО при угле рассогласования ? = (180/ip) — ?П:
Условие (166) выполнено, так как UГО / UТО = 1,46/0,75= 1,94 > 1,5.
3. Для обеспечения ограничения выбираем диоды Д-226 (U0 = 1 B, Iпр = 0,3 A) и по характеристике определяем сопротивление
4. Сопротивление резистора R1 по выражению (171)
По стандарту выбираем R1 = 51 Ом.
5. Сопротивления резисторов R2, R3 принимаем равными сопротивлению номинальной нагрузки: R2 = R3 = 3 кОм. Соотношение R2 > R1 >> RД выдержано, так как 3000 > 51 >> 2,5.
6. Проверим выбранный диод по току:
Диоды выбраны правильно, так как максимальный ток в цепях ГО и TO не превышает допустимого значения Iпр прямого тока диода: 0,05 < 0,3; 0,006 < 0,3.
Назад | Содержание
| Вперед
Выбор управляющего устройства пример расчета
4.7. ВЫБОР УПРАВЛЯЮЩЕГО. УСТРОЙСТВА. ПРИМЕР РАСЧЕТА
При выборе УУ необходимо учитывать следующие факторы: 1) физическую природу регулируемой величины; 2) диапазон работы и характер изменения задающего и выходного сигналов (поступательное или угловое); 3) требуемые точность преобразования, чувствительность, зону нечувствительности; 4) быстродействие; 5) влияние на работу УУ внешних условий эксплуатации: температуры, давления, влажности, вибраций; 6) допустимые размеры, массу, срок службы, надежность и т. д. Учесть при выборе конкретного УУ все перечисленные факторы явно невозможно, так как некоторые из них противоречивы. Так, при удовлетворении требования повышенной надежности пренебрегают технологическими и экономическими факторами, предпочитая более сложный по технологии изготовления бесконтактный сельсин контактному. А так как точностные параметры бесконтактных сельсинов ниже, то точность преобразования сигнала при этом также уменьшается. Следуя общей тенденции микроминиатюризации аппаратуры, повышают требования к размерам датчиков. Однако e уменьшением размеров элементов точность индукционных микромашин понижается.
Из всей совокупности факторов и требований при выборе УУ в виде ИР на потенциометрах или индукционных микромашинах основным критерием является точность, определяемая инструментальной погрешностью изготовления элементов. Эта погрешность не поддается компенсации и непосредственно входит в статическую погрешность всего СП. При проектировании полагают, что на долю ИР приходится 30 ... 50 % результирующей статической погрешности привода, т. e.
Если одноканальные схемы на потенциометрах, имеющих собственную инструментальную погрешность ± (0,25 ... 1)°, не удовлетворяют заданной точности, применяют трансформаторные дистанционные передачи на сельсинах и BT. Предпочтение при этом отдается прецизионным BT, позволяющим снизить погрешность передачи угла до ± (2 ... 10)' по сравнению с погрешностью ±(20 ... 30)', характерной для сельсинов. Применением двухканальной передачи угла на сельсинах и BT и механическом редукторе можно добиться снижения погрешности до ± (2 ... 6)'.
Условие (162) в этом случае можно записать в следующем виде:
Дальнейшее увеличение точности передачи угла обеспечивается применением многополюсных преобразователей с электрической редукцией. Электрическая редукция исключает погрешности зубчатой передачи и доводит точность до 1".
После предварительного определения типа ИР (индукционного, потенциометрического) приступают к выбору датчика и приемника из числа рекомендуемых для применения. Технические данные некоторых типов потенциометров приведены в табл. 1, технические данные рекомендуемых сельсинов и BT — в табл. ?7, ?8 прил.
Поскольку погрешность ИР складывается из погрешностей датчика и приемника, то для повышения точности передачи угла рассогласования оба элемента выбирают одного класса точности, так чтобы инструментальная погрешность была меньше или равна допустимой погрешности, рассчитываемой по (162): ?ИР ? ?ИР доп.
Пары подбирают в соответствии e рекомендациями, приводимыми в паспорте, либо по указанному назначению: буквой Д обозначим датчики (СД, ВТДП – Д), буквами П или ПТ — приемники (СПТ, ВТДП — П).
Рис. 56. Суммирующий каскад
Кроме того, пары подбирают e учетом параметров сопряжения. Для ВТ такими параметрами являются напряжение питания (127, 60, 40, 27, 12, 6 B), частота (400, 1000, 2000, 4000 Гц), коэффициент трансформации (0,25; 0,56; 1); для сельсинов — напряжение питания (127, 40, 27, 12, 6 B), частота (50, 400, 1000 Гц), максимальное напряжение синхронизации Umax — наибольшее напряжение, снимаемое с двух фаз обмотки синхронизации. Например, сельсину-датчику НД-404П (UП = 110 B, f 400 Гц, Umax = 100 B) соответствует сельсин-приемник БС-155А с такими же параметрами, а ВТДП—Д типа СКТ-225-2Д соответствует ВТДП—П типа СКТ-225-2П с одинаковыми параметрами (UП = 36 B, kТ=1,0).
Параметрами для потенциометров являются напряжение питания UП, крутизна статической характеристики, зависящая от диапазона изменения рабочего угла. Если диапазоны работы потенциометров неодинаковы, то идентичности характеристик добиваются введением в цепь потенциометров добавочных резисторов.
Передаточное отношение редуктора согласно (163)
Выбираем iр = 10.
4. Погрешность преобразования угла определяем по выражению (161), полагая ?р (ip) = l,5', ?З = 0,5':
Передаточное отношение редуктора рассчитано правильно, так как погрешность преобразования угла не превышает допустимую погрешность, равную 5,4'.
5. Коэффициент преобразования (чувствительность) для канала ГО согласно (154)
6. Чувствительность по каналу TO с учетом приборного редуктора
Назад | Содержание
| Вперед
При выборе потенциометров особое внимание уделяют подбору их сопротивления для согласования с нагрузкой и уменьшения методической погрешности. Для облегчения согласования потенциометры каждой серии выпускают с разными номиналами сопротивлений. Номинал сопротивления выбирают по погрешности, обусловленной нелинейностью характеристики и определяемой классом точности потенциометра.
Для двухканальной системы передачи угла на сельсинах и BT передаточное отношение редуктора ip рассчитывают по формуле
где ?ГО = ?ИР — погрешность, определяемая классом точности сельсинов и BT.
Необходимым условием применения суммирующего каскада (рис. 56) в качестве УУ является линейность сложения входных сигналов.
Сложение сигналов реализуют с помощью схем последовательного и параллельного суммирования. Так как схема последовательного суммирования — суммирования напряжений — имеет меньшую помехозащищенность, предпочтение отдают схеме параллельного суммирования (см. рис. 56) — суммированию токов. Параметры схемы сложения сигналов определяются входным сопротивлением суммирующего усилителя и сопротивлением нагрузки. Если схема сложения не удовлетворяет требованию высокоомной нагрузки (например, при поступлении входного сигнала с аналоговой ЭВМ), то последовательно с источниками входных сигналов ставят добавочные резисторы R1 и R2, сопротивление которых будет зависеть от внутреннего сопротивления источника входного сигнала. Суммирование сигналов (каждого со своим коэффициентом) осуществляется согласно выражению (пояснение дано в п. 3 гл. 8)
Пример 4. Подобрать пару сельсинов для привода, статическая погрешность которого не должна превышать 18', Рассчитать точность передачи угла и чувствительность измерительной схемы.
Решение 1, Полагая, что ?ИР доп составляет 30% заданной погрешности привода, находим ?ИР доп= 18·0,3= 5,4'.
2. Из табл., ?7 прил., выбираем пару сельсинов типа БС-3 3-го класса точности, погрешность следования которых составляет 30', Umax= 5 B, f = 400 Гц,
3. Так как погрешность сельсинов превышает допустимую, выбираем двухканальную систему с механическим редуктором.
Законы движения объектов регулирования
3.2. ЗАКОНЫ ДВИЖЕНИЯ ОБЪЕКТОВ РЕГУЛИРОВАНИЯ
Закон движения выходного вала или OP определяется законом изменения управляющего воздействия, который может носить заданный или случайный характер. Для проведения расчетов используют один из типовых законов движения OP (рис. 18): гармонический; с постоянной скоростью; с постоянным ускорением.
Гармоническое воздействие (рис. 18, а) может быть задано в виде гармонической функции
где ?0 — амплитуда изменения входного сигнала; ?р — рабочая частота изменения сигнала с периодом T;
Взяв первую и вторую производные выражения (7):
Рис. 18. Графики изменения параметров движения
определим соотношения, связывающие амплитудные значения угла, скорости и ускорения выходного вала:
Чаще в исходных данных на проектирование содержатся сведения о предельных значениях угловой скорости ?? и ускорения ?? выходного вала. B этом случае эквивалентный гармонический сигнал задают параметрами, которые должны быть выбраны в соответствии с параметрами движения OP и могут быть определены на основании выражений (9), (10):
где ?0 и ?р — параметры, соответствующие режиму работы СП с максимальными значениями скорости и ускорения.
Гармоническое воздействие характерно для систем стабилизации (см. рис. 11, б), устанавливаемых на подвижном основании (корабле, самолете), подверженном качке; для систем управления рулями самолета и т. п.
Движение с постоянной скоростью ?0 = const (рис. 18, б) обусловливает линейное изменение угла поворота ?(t) = ?0t и характерно, например, для привода телескопа.
Движение с постоянным ускорением ?0 = const (рис. 18, б), типичное для режимов разгона и торможения, определяет следующие законы изменения угла поворота и скорости: ?(t) = ?0t; ?(t) = ?0t2/2.
Заданные законы движения могут быть воспроизведены СП только в случае, когда энергетические возможности ИУ будут больше мощности, требуемой для перемещения OP.
Назад | Содержание
| Вперед
